Система передачи плезиохронной цифровой иерархии

- структура цикла должна обеспечивать возможность работы системы как в асинхронном, так и в синхронном режимах.

Стандарт организации цифрового  потока DS2 предусматривает организацию малого количества служебных символов, и как следствие, большую экономичность.

 

 

Рисунок 6.1. Структура цикла  проектируемой ЦСП ИКМ-ВРК.

 

Минимизируя число следующих  подряд служебных символов, и равно  распределяя их по циклу, получаем структуру  цикла, изображенную на рисунке 6.1, где СС – символы синхросигнала, ИС - информационные символы компонентных потоков, СКС – символы команд согласования скоростей.

 

7 Расчет тактовой частоты проектируемой  ЦСП ИКМ-ВРК

 

 

Линейный цифровой сигнал цифровой системы передачи строится на основе сверхциклов, циклов, канальных и  тактовых интервалов первичных цифровых потоков.

Тактовая частота первичного цифрового  потока DS1 была рассчитана ранее (по формуле (4.4))

При любом способе объединения  цифровых потоков зависимость между  тактовой частотой объединяемых или  компонентных цифровых потоков f_т1 и тактовой частотой объединенного цифрового потока f_т имеет вид:

    (7.1)

 
где q – отношение числа дополнительных символов в цикле объединенного цифрового потока к числу информационных символов;

М – количество объединяемых цифровых потоков.

 

Вторичный цифровой поток DS2’ объединяет шесть первичных потоков (со скоростью 1544 кбит/с с числом символов 201 в цикле). Компонентные цифровые потоки объединяются по шесть в группе. Все группы содержат 1206 символов (6·(193 + 8) = 1206.

 

Подставив числовые значения в (7.1) получим тактовую скорость цифрового потока DS2’ равную

 

 

8 Расчет параметров цикловой синхронизации  первичного цифрового потока

 

 

С целью согласования работы передающей и приемной станций ЦСП на основе ИКМ с ВРК предусматривается  синхронизация генераторного оборудования приемной и передающей станций по тактовой частоте, циклам и сверхциклам  цифровых потоков.

Системой цикловой синхронизации  называют совокупность устройств, согласующих  работу передающей и приемной станций  с целью обеспечения правильного  декодирования и распределения  декодированной информации. Основными  параметрами системы цикловой синхронизации  являются:

- время вхождения в синхронизм Т_в при первоначальном включении аппаратуры в работу и время восстановления состояния циклового синхронизма после перерыва связи или потери синхронизма;

- среднее время между выходами из состояния циклового синхронизма Т_сб (время сбоя) при определенном коэффициенте ошибок K_ош;

- защитное время Т_защ, представляющее среднее время восстановления синхронизма в системе высшего порядка (цифрового потока DS2 в структуре потока DS1);

Время восстановления синхронизма Т_в складывается из составляющих:

- времени поиска синхронизма Т_п;

- времени удержания синхронизма Т_у.

Таким образом, время восстановления определяется по формуле:

 

Т_в = Т_п + Т_у.     (8.1)

 

Среднее время поиска синхронизма  определяется из соотношения:

    (8.2)

 
где b - число следующих друг за другом правильных цикловых синхросигналов, необходимых для восстановления циклового синхронизма, примем b = 3;

N_ц – число символов в цикле цифрового потока (N_ц = 512);

Р_л – вероятность появления ложного синхросигнала;

Т_цс – период повторения циклового синхросигнала, Т_цс = 125 мкс.

 

,     (8.3)

 
где Р_ош – вероятность совпадения информационного символа с символами синхросигнала, Р_ош = 0,5;

а – число символов в синхросигнале (а = 7).

 

Максимальное значение времени  поиска синхронизма определяется по формуле:

Т_{п max} = Т_п + 3×s,     (8.4)

 
где Т_п – среднее время поиска синхронизма, определяемое по формуле (8.2);

s – стандартное отклонение времени поиска синхронизма, равное:

 

s = Т_цс×N_ц×Р_л /(1 – Р_л),    (8.5)

 

Время удержания синхронизма Т_у определяется соотношением:

 

Т_у = a×Т_цс,     (8.6)

 
где a – число символов последовательно искаженных цикловых синхросигналов, необходимых для перехода из состояния «циклового синхронизма» в состояние «выход из циклового синхронизма», a = 4.

С учетом формул (8.2) – (8.6) можно записать (8.7) в виде:

 

   (8.7)

 

Для оценки максимального времени  восстановления синхронизма имеем:

 

Т_{в max} = Т_в + Т_цс×N_ц×Р_л /(1 – Р_л),   (8.8)

 

Среднее время между выходами из состояния «циклового синхронизма» равно:

 

Т_сб = Т_цс /(a×K_ош)^a,    (8.9)

 
где K_ош – коэффициент ошибок, K_ош = 10^-9.

 

Защитное время определяется зависимостью:

 

Т_защ = (a – 1)Т_цс.    (8.10)

 

Подставим значения вышеприведенных постоянных в формулу (8.7), получим среднее время восстановления синхронизма:

 

Максимальное время восстановления синхронизма определится по формуле (8.8):

 

Т_{в max} = 1503,94·10^-6 + 125·10^-6·512·0,5⁷/(1 – 0,5⁷) = 1503,94·10^-6 + + 1007,87·10^-6 = 2511,81 мкс.

 

Среднее время между выходами из состояния «циклового синхронизма» по формуле (8.9) равно:

 

Т_сб = 125·10^-6 /(4·10^-3)⁴ = 125·10^-6 /(16·10^-12) = 7,81·10⁶ с.

 

Значение защитного времени  определится из формулы (8.10):

 

Т_защ = (4 – 1)·125·10^-6 = 375 мкс

 

Результаты расчетов параметров системы  цикловой синхронизации приведены  в таблице 8.1.

 

Таблица 8.1

 

Тв	Тв max	Тсб	Тзащ
1,504 мс	2,512 мс	7,81·106 с	375 мкс

 

 

9 Выбор типа линейного  кода

 

 

Линейный цифровой сигнал (ЛЦС) передаваемый по линии связи и формируемый  на основе линейного кода должен отвечать следующим требованиям:

- энергетический спектр сигнала должен: быть сосредоточен в относительно узкой полосе частот, не содержать постоянную составляющую, содержать значительно ослабленные низкочастотные и высокочастотные составляющие; выполнение этих условий позволяет уменьшить межсимвольные искажения, обусловленные ограничением полосы частот линейного тракта как в области верхних частот, так и в области  нижних частот, либо увеличить длину регенерационного участка, либо при заданной длине регенерационного участка - повысить верность передачи;

- структура ЛЦС должна быть такой, чтобы можно было просто и надежно выделить тактовую частоту в каждом линейном регенераторе;

- должна быть обеспечена возможность постоянного и достаточно простого контроля коэффициента ошибок в линейном тракте без перерыва связи;

- уменьшения при необходимости тактовой частоты передаваемого сигнала по сравнению с исходной двоичной последовательностью или исходным двоичным сигналом;

- формирование ЛЦС должно быть достаточно простым и не приводить к размножению ошибок.

Для линейных трактов ЦСП, использующих электрические кабели - симметричные, коаксиальные - некоторые типы кодов и соответствующие им линейные цифровые сигналы показаны на рисунке 9.1.

 

Рисунок 9.1. Линейные цифровые сигналы  различных кодов.

 

На рисунке 9.1, а приведена случайная реализация цифрового сигнала на выходе формирователя цифрового сигнала или оборудования временного группообразования (мультиплексирования). Этот двоичный сигнал представляет однополярную последовательность символов "1" и "0".

В ЦСП значительное распространение  получили так называемые алфавитные коды типа nВkМ, где:

n - число символов в кодируемой двоичной группе;

B (Binary) - указывает, что в исходной последовательности используется двоичное основание счисления (рисунке 9.1, a);

k - число символов в группе линейного кода;

М - буква, отражающая кодовое основание счисления линейного кода, например:

Т - третичная (Ternary),

Q - четверичная (Quaternary) и т.д.

Наиболее простым из этого вида кодов является код вида 1B1T (для которого n = 1, k = 1 и М = 3, т.е. один символ двоичного кода преобразуется в один символ троичного кода). Такой простейший алфавитный код называется кодом чередования полярности импульсов - ЧПИ (или Alternate Mark Inversion - AMI), двоичный код с изменением полярности сигнала на каждой единице, нуль передается отсутствием сигнала. В результате формируется двухполярный трехуровневый код.

Преобразование исходной двоичной последовательности (рис. 1.13 а) в квазитроичной код типа ЧПИ приведено на рис. 1.13 б. Как следует из этого рисунка, нули исходной двоичной последовательности преобразованию не подвергаются, а единичные посылки меняют полярность на обратную по отношению к предыдущей единичной посылке. Любая ошибка, появившаяся при передаче вызывает нарушение закона чередования полярности импульсов, что может быть легко обнаружено.

Достоинством кода ЧПИ является простота его формирования на передаче и декодирования на приеме. Энергетический спектр кода ЧПИ не содержит постоянной составляющей и концентрация основной энергии происходит в области полутактовой частоты (0,5 f_т) исходной двоичной последовательности.

Одной из характеристик алфавитных кодов является избыточность:

 

    (9.1)

 
где n - число символов в кодируемой двоичной последовательности (для кода ЧПИ n = l);

k - число символов в группе нового кода (для кода ЧПИ k = l);

M - буква, отражающая кодовое основание счисления нового кода (для кода ЧПИ, как троичного или квазитроичного кода М есть Т = 3). Подставив в (9.1) значения величин n, k, M, получим

 

 
или в процентах 

Следовательно, код ЧПИ (1B1T) имеет высокую степень избыточности, но основным его недостатком является трудность выделения тактовой частоты (необходимой для обеспечения устойчивой работы регенераторов - устройства выделения тактовой частоты) при длинных сериях нулей (пробелов) в исходной двоичной последовательности. Поэтому в линейном цифровом сигнале длинные серии нулей (пробелов) недопустимы.

От выше указанных недостатков  свободны алфавитные коды типа nBkT, рисунок 9.1 в (пример кода 4В3Т), получившие относительно широкое распространение.

В процессе формирования кодов типа nBkT используется несколько вариантов алфавитов, выбор конкретного из них осуществляется на основе анализа некоторого числа предшествующих символов с учетом структуры исходной последовательности. Следовательно, одна и та же группа исходных двоичных символов может быть представлена различными группами кода 4В3Т. Таким образом, обеспечивается равенство числа положительных и отрицательных импульсов третичной последовательности, а также невозможность появления серий нулей.

Избыточность кода 4В3Т определим, подставив в (9.1) значения величин n, k, M:

 

 
что более чем в 2 раза ниже чем в коде типа ЧПИ.

Отметим, что коды типа nBkT несколько снижают тактовую частоту линейного цифрового сигнала.

Итак, в качестве линейного кода для систем, работающих по электрическим кабелям связи будет использоваться код 4В3Т. 

10 Расчет длины регенерационного  участка по симметричным кабелям

 

 

Для симметричных кабелей связи  основным источником помех в цифровом линейном тракте (ЦЛТ) являются взаимные влияния между парами, обусловленные  конечной величиной переходного  затухания между ними на ближнем  и дальнем концах. Эти помехи зависят от способа организации двусторонней связи:

• однокабельная схема, при которой пары передачи прямого и обратного направлений находятся в одном кабеле и взаимные влияния между ними определяются переходным затуханием на ближнем конце А₀;
• двухкабельная схема организации связи, при которой пары передачи прямого и обратного направлений находятся в разных кабелях, и взаимные влияния между ними определяются переходным затуханием на дальнем конце А_l.

На величину переходных помех влияет число систем передачи, работающих по одному и тому же кабелю, длина  регенерационного участка и коэффициент  затухания кабеля. Защищенность от помех переходных влияний в ЦЛТ, как правило, определяется в пределах одного регенерационного участка, т.к. на выходе линейного регенератора (РЛ) происходит полное восстановление формы  линейного цифрового сигнала  и полное исключение внешних помех. Однако необходимо учитывать некоторое  снижение защищенности на величину DА_з, обусловленное межсимвольными помехами, допусками на амплитуду и длительность импульсов, точности коррекции амплитудно-частотных характеристик регенерационного участка устройствами коррекции линейного усилителя регенератора (называемого усилителем-корректором), нестабильностью порога и конечной чувствительностью порогового устройства РЛ, отклонениями моментов стробирования – точности выделения тактовой частоты в устройстве хронирования РЛ. Обычно величина DА_з принимается равной 3…6 дБ. В проекте следует принять двухкабельную схему организации двусторонней связи. Защищенность от переходных помех для такой схемы организации связи определяется переходным затуханием на дальнем конце и определяется по формуле: