Система передачи плезиохронной цифровой иерархии

Содержание

 

 

Введение 5

1 Выбор частоты  дискретизации 6

2 Расчет количества  разрядов в кодовой комбинации 10

3 Выбор кода  аналого-цифрового преобразователя 16

4 Разработка  структуры цикла первичного цифрового  потока 23

5 Разработка  структурной схемы проектируемой  ЦСП ИКМ-ВРК 26

6 Разработка  структуры цикла проектируемой  ЦСП ИКМ-ВРК 29

7 Расчет тактовой  частоты проектируемой ЦСП ИКМ-ВРК 31

8 Расчет параметров  цикловой синхронизации ПЦП 32

9 Выбор типа  линейного кода 36

10 Расчет  длины регенерационного участка  по симметричным кабелям 40

11 Расчет  длины регенерационного участка  по коаксиальным кабелям 47

12 Расчет  параметров надежности линейного  тракта ЦСП 52

Заключение 58

Список литературы 59

 

 

Введение

 

 

В настоящее время телекоммуникационные технологии быстро развиваются, это  связано с тем, что отношение  цена/качество на оборудование и направляющие системы, используемые при построении систем связи, постоянно снижается. Также постоянно растут запросы  абонентов на предоставляемые услуги связи, что и определяет стремительное  развитие телекоммуникаций. Набранный  темп развития телекоммуникационных систем предопределяет и дальнейшее их совершенствование. Конечно, для этого необходимо уделять  внимание развитию во всех отраслях промышленности и производства, и, конечно же, нужно  улучшать и совершенствовать систему  образования, ведь именно люди, их умственный и физический потенциал, определяли и определяют развитие технологий.

Развитие цифровых систем передачи непосредственно связаны  с развитием инфокоммуникационного  общества. Современное общество уже  немыслимо без общения, обмена информацией  на том технологическом уровне, которого оно сейчас достигло.

 

1 Выбор частоты дискретизации

 

 

Минимальное значение частоты  дискретизации f_д первичных сигналов электросвязи, при котором обеспечивается восстановление неискаженной формы сигнала, определяется на основе теоремы Найквиста-Котельникова: любой непрерывный сигнал, ограниченный по спектру верхней частотой f_в полностью определяется последовательностью своих дискретных отсчетов, взятых через промежуток времени, называемый периодом дискретизации:

 

.                                                          (1.1)

 

Так как частота и период связаны соотношением

 

,                                                              (1.2)

 

то частота дискретизации  будет равна

 

                                                             (1.3)

 

С учетом невозможности технической  реализации идеальных фильтров, включаемых на входе канального амплитудно-импульсного  модулятора (КАИМ) и на выходе канального селектора (КС) частота дискретизации f_д равна:

 

,                                                           (1.4)

 

где f_в – максимальное значение верхней граничной частоты непрерывного во времени первичного сигнала c(t);

∆F_р – ширина полосы расфильтровки.

 

Представленные по заданию  сигналы – телефонные, и т.к. это широкополосные сигналы (f_н = 0,3 кГц, f_в =3,4 кГц, ), расчет частоты дискретизации будем вести по формуле (1.4).

В результате дискретизации  получим АИМ сигнал со спектром представленном на спектральной диаграмме (рисунок 1.1).

 

 

Рисунок 1.1 - Спектральная диаграмма  широкополосного АИМ сигнала.

 

На диаграмме показаны: полоса частот исходного сигнала, гармоники  частоты дискретизации f_д, 2f_д, 3f_д, нижние (НБП-1, 2, 3) и верхние (ВБП-1, 2, 3) боковые полосы около соответствующих гармоник частоты дискретизации. Поскольку все другие спектральные составляющие будут располагаться далеко от основного сигнала, их расчет не имеет смысла, и они на диаграмме не изображены. Указаны полосы эффективного пропускания (ПЭП) и эффективного задерживания (ПЭЗ) фильтра нижних частот (ФНЧ), осуществляющего демодуляцию АИМ сигнала (выделение исходного сигнала из АИМ спектра).

Затухание фильтров в полосе задерживания A_з = 50…60 дБ – это минимально допустимое затухание в ПЭЗ, обеспечивающее достаточное подавление побочных продуктов преобразования. Ширина полосы расфильтровки ∆F_р зависит от крутизны характеристики ослабления  фильтров в полосе задерживания η_ф, которая зависит от элементной базы, реализующих фильтры и от диапазона частот, в котором они работают. Для экономичных LC-фильтров, работающих в полосе частот 0,1…8 кГц, величина η_ф = 0,05 дБ/Гц.

Полоса расфильтровки  рассчитывается по формуле:

 

     (1.5)

 

Рассчитаем полосу расфильтровки  заданного сигнала:

 

 (

 

Теперь, используя формулу (1.4) найдём частоту дискретизации:

 

(1)

 

Также проведем расчет боковых  полос частот дискретизации. Результаты расчетов нанесем на спектральную диаграмму  телефонного АИМ сигнала (рис. 1.2).

 

Рисунок 1.2. Спектральная диаграмма  телефонного АИМ сигнала.

 

Процесс дискретизации или  амплитудно-импульсной модуляции, формирование канального АИМ сигнала c(nT_д) осуществляется в индивидуальном АИМ тракте, обобщенная функциональная схема которого приведена на рисунке 1.3. Работа схемы заключается в следующем.

 

 

Рисунок 1.3. Функциональная схема индивидуального АИМ тракта 

2 Расчет количества  разрядов в кодовой комбинации

 

 

Определение разрядности  кодовой комбинации необходимо для  обеспечения защищенности от шумов  квантования и выбора равномерного (линейного) или неравномерного (нелинейного) квантования.

Если во всем диапазоне  значений входного сигнала от –U₀ до +U₀ величина шага квантования δ_i остается величиной постоянной, то такое квантование называется равномерным; если же величина шага квантования изменяется с изменением значения U_вх сигнала, то такое квантование называется неравномерным.

Защищенность сигнала  мощностью Р_с от шума квантования мощностью Р_кв определяется следующими выражением:

 

А_кв = ,     (2.1)

 

  (2.2)

 

   (2.3)

 

Для повышения защищенности от шумов квантования слабых сигналов и уменьшения избыточной защищенности для сильных сигналов, шаг квантования  делают переменным, находящимся в  зависимости от величины отсчета  АИМ-2, т.е. применяют неравномерное (нелинейное) квантование. При этом защищенность для слабых сигналов увеличивается, а для сильных снижается, оставаясь, однако, достаточно высокой.

Первоначально нелинейное квантование  было реализовано для отсчетов аналогового  сигнала путем сжатия (компрессии) динамического диапазона сигнала перед равномерным квантованием и последующего его расширения (экспандирования) после декодирования. Компрессор и экспандер, вместе взятые, образуют компандер. А процесс компрессии и экспандирования динамического диапазона сигнала называется компандированием.

Компрессор представляет собой устройство с нелинейной амплитудной  характеристикой U_{вых к} = f (U_{вх к}), называемой характеристикой компрессии. В Европе применяется компандирование по А-закону, его амплитудная характеристика описывается следующей формулой.

 

                                 (2.4)

 

Здесь А – параметр компрессии (сжатия). Первый участок характеристики А-закона компандирования линеен, а участок характеристики от (1/А£ х £ 1) может быть достаточно точно аппроксимирован линейными сегментами. Параметр сжатия А связан с числом сегментов N_c соотношением . Если N_c = 8, то А = 87,6 (типовое значение). А-закон нелинейного квантования имеет восемь сегментов для положительного и восемь – для отрицательного отсчетов. Формально общее число сегментов равно 16, но четыре центральных сегмента (два положительных в первом квадранте и два отрицательных в третьем квадранте) фактически образуют один сегмент и потому принято считать, что общее число сегментов равно 13. Сегменты аппроксимации по закону А-87,6/13  для положительных значений отсчетов представлены на рис. 1.3.

 

Рисунок 2.1. Аппроксимация  характеристики компандирования А-закона.

 

Защищенность от шумов  квантования для двухполярного  сигнала (а именно такие сигналы  представлены по Заданию) при нелинейном квантовании по А-закону рассчитывается по формуле (2.5).

 

  (2.5)

 
где m – число элементов в кодовой комбинации (кодовом слове), или ее разрядность;

s_c - среднеквадратическое значение напряжения квантуемого сигнала;

s_{c макс} – среднеквадратическое значение максимального по напряжению квантуемого сигнала;

k – пик-фактор сигнала: для речевого сигнала k = 5, для многоканального группового телефонного сигнала k = 4;

А = 87,6 - параметр А – закона компандирования.

 

Сравнивая формулы (2.1) и (2.5) видим, что прирост защищенности при использовании нелинейного квантования по А-закону (для типового значения параметра А = 87,6) по сравнению с равномерным квантованием составляет 24 дБ. С учетом n переприемов по тональной частоте защищенность от шумов квантования снижается и становится равной:

 

    (2.6)

 

Минимально допустимое количество элементов (разрядов) в кодовой комбинации при использовании нелинейного  кодирования по А-закону компандирования для телефонного сигнала при заданной величине защищенности А_кв и заданном числе п переприемов равно:

 

   (2.7)

 
здесь символ ent означает округление до большего целого числа.

Определим разрядность кодовой  комбинации речевого сигнала, защищенность от шумов квантования которого по заданию равна А_кв = 21 дБ, а число переприемов по тональной частоте равно п = 3. Согласно (2.7), разрядность кодовой комбинации равна

 

.

 

Рассчитаем и построим зависимость защищенности от шумов  квантования на выходе КТЧ от уровня сигнала. Определим по формуле (2.4) минимальную  величину защищенности сигнала от шумов  квантования в пункте приема в  диапазоне уровней -36 дБ £ p_с £ 0 дБ (защищенность для динамического диапазона телефонного сигнала Dс = 36 дБ, полагая, что Р_max = 0 дБ и P_min = -36 дБ) с учетом заданного числа переприемов по тональной частоте и разрядности кодовой комбинации

 

 

Максимальная величина защищенности в том же диапазоне будет на 3…4 дБ больше минимальной

 

 

Построим график зависимости А_кв = j (р_с). Для чего нанесем на график горизонтальные прямые, соответствующие найденным значениям А_кв max и А_{кв min} (рисунок 1.4). Защищенность при р_{с min} = -36 дБ примерно на 2 дБ выше минимальной, т.е.

 

 

Значения защищенности от шумов квантования в диапазоне  уровней    -36 дБ £ р_с £ 0 дБ лежат между этими прямыми. В диапазоне -¥ £ р_с £ -36 дБ квантование является равномерным (линейным) и поэтому А_кв убывает на 1 дБ при уменьшении уровня сигнала на такую же величину. Диапазон изменения уровня сигнала, в котором защищенность остается не ниже заданной, находят непосредственно из рисунка 1.4. При А_кв min = 24 дБ он составляет D_с = 39 дБ (определяется по графику рис. 2.2). 

 

 

 

Рисунок 2.2. График зависимости защищенности от уровня входного сигнала

 

3 Выбор кода  аналого-цифрового преобразователя

 

 

Кодирование отсчетов квантованного АИМ-сигнала осуществляется устройством, которое называется кодером или аналого-цифровым преобразователем (АЦП).

Кодирование двуполярных  отсчетов квантованного АИМ-сигнала  осуществляется симметричным кодом, в  котором для обозначения знака  полярности отсчета используется первый разряд («1» используется для обозначения  положительного отсчета, а «0» –  для обозначения отрицательного отсчета), а остальные разряды  используются для обозначения абсолютной величины.

Весьма удобным графическим  представлением кодов является таблица  – кодовый растр, иллюстрирующий всю кодовую таблицу путем  представления ее комбинацией по порядку уровней, рисунке 3.1. На рис. 3.1, а показана кодовая таблица 4-разрядного натурального двоичного кода; единицы (знаки) и нули (пробелы) показаны соответственно черными и белыми квадратами; на рисунке 3.1, б приведена кодовая таблица симметричного двоичного кода, где все разряды, кроме высшего, используются для кодирования абсолютного значения уровня отсчета в виде двоичного кода.

 

Рисунок 3.1. Таблица двоичных кодов: a – натурального; б – симметричного

 

Кодирование по А-закону компандирования предусматривает разбиение характеристики компандирования на сегменты, в пределах которых осуществляется линейное квантование с соответствующим этому сегменту шагом квантования. Число разрядов для кодирования номера сегмента рассчитывается по формуле

 

,    (3.1)

 
где D_c – динамический диапазон сигнала, определенный по методике изложенной выше.

 

В пределах каждого сегмента число шагов квантования является величиной постоянной. Число разрядов для кодирования уровней в  пределах сегмента равно: