Датчик давления с двумя дополнительными резисторами

.                                         (1-13)

Как следует из анализа выражения (1-13),  рассмотренный метод формирования дозированного заряда может быть использован при малых относительных изменениях сопротивлений тензометрического поста.

Необходимо  также отметить, что постоянную времени  перезаряда емкости   С_д  в отличие от τ_д    следует выбирать по возможности большей, в результате чего устраняется влияние изменения скорости нарастания выходного напряжения операционного усилителя на результирующую погрешность преобразования. Выполнять данную рекомендацию особенно важно при построении ЧИРП, работающих в широком температурном диапазоне на высокой выходной частоте, поскольку, как показали исследования, скоростная характеристика операционных усилителей в значительной степени деформируется при изменении температуры окружающей среды. Скорость нарастания  при изменении температуры окружающей среды от +20° до +60°С уменьшается приблизительно в два раза, а это приводит при малых значениях постоянной времени перезаряда емкости к появлению мультипликативной погрешности. Механизм появления данной погрешности поясним на примере прохождения импульсов вида        через операционный усилитель, работающий в режиме инвертора. Если бы усилитель был безинерционным, то его реакция изображалась бы в виде кривой 1 рис.1-3,а. Но поскольку, как известно [76,77] , скорость нарастания переднего фронта ограничена и не зависит от амплитуды входного сигнала, реально имеет место зависимость в виде кривой 2 (рис.1-3,а).

а)

 

                          

                                                                 б)

 

                                                             Рисунок.1-3

  При повышении температуры скорость нарастания уменьшается (кривая 3), вследствие чего происходит изменение ΔS₁ площади выходного импульса. Если же на вход усилителя подать импульс по площади равной исходному (см. рис. 1-3,б), но отличающийся большим значением τ , то  изменение площади импульса ΔS₂ будет меньше, чем в первом случае. Между постоянной времени разряда τ   и изменением площади импульса под воздействием температуры окружающей среды имеет место следующая асимптотическая зависимость

ΔS τ = const       (1-14)

Аналогичная зависимость характерна и для  случая подачи дозирующего заряда через конденсатор С_д (в схеме рис.1-1 и 1-2) на интегратор.

  Одним из недостатков рассмотренных  выше схем является влияние несимметрии  напряжений, питающих тензометрический мост, т.е.

. Так в случае, если в схеме  рис.1-1

,

                   ,                                         (1-15)

это приводит к тому, что длительности полупериодов (соответственно при  и   на выходе) будут равны

                                                                       (1-16)

                                        (1-17)

В результате возникает мультипликативная погрешность

                    ,                                         (1-18)

для  устранения  которой в схеме  необходимо предусмотреть  симметрирование питающих напряжений.

Еще одним источником погрешности, существенным в рассмотренных схемах, является влияние конечного значения коэффициента подавления синфазной помехи, присутствующей на интеграторе. Покажем это на примере схемы рис.1-1, для чего рассмотрим данную схему с учётом влияния конечного значения коэффициента подавления синфазной помехи [78]

     ,                                     (1-19)

т.e. будем полагать, что операционный усилитель по инвертирующему входу имеет коэффициент усиления  К, а по  неинвертирующему входу       К₊=К –ΔК, или

     К₊=К(1 –ΔК/ К)                                (1-20)

     Таким образом, рассматриваемая  схема с учетом (1-20) может быть  представлена в виде рис,1-4, где  асимметрия  операционного  усилителя  интегратора учитывается путем  включения последовательно с  неинвертирующим входом ОУ звена с коэффициентом передачи   (1-ΔК/К).

 

 

Рисунок.1-4

Принимая  во вникание это обстоятельство, по аналогии с выражением (1-3) можно записать

,             (1-21)

откуда  нетрудно показать, что реальная функция  преобразования имеет вид                                           (1-22)              

т.e. конечное значение коэффициента подавления синфазной помехи приводит к мультипликативной погрешности

                                                           (1-23)                         

значения  которой  могут быть весьма существенными, так  как реально       С_и >2С_д. Например, для ОУ типа 140 УД6 (Q = 80 дБ) данная погрешность составляет примерно 0,02 0,1%.

 

2. Программа схематического моделирования Micro-Cap

 

   Micro-Cap – это универсальная программа схемотехнического анализа, предназначенная для решения широкого круга задач. С его помощью можно анализировать не только аналоговые, но и цифровые схемы. Возможно также и смешанное моделирование аналого-цифровых электронных устройств.

    Интерфейс Micro-Cap настолько интуитивно понятен, что позволяет человеку, имеющему базовые работы с персональным компьютером, начать использование этой программы даже не читая руководство. Разработчиками найден компромисс между простотой и функциональностью. В нем нет имитации «измерительных приборов», загромождающих Workbench. При расчете не открывается большое число окон со сложными взаимосвязями между ними, как в DESIGNLAB.

    Использование программы Micro-Cap позволяет не только изучать работу электронных схем, но и приобретать навыки наладки электронных устройств. Основные приемы получения рабочей модели ничем не отличаются от методик введения в рабочий режим реальных электронных устройств. Именно эти свойства и позволяют рекомендовать его в первую очередь студентам и радиолюбителям.

    Важным плюсом можно считать и то, что в настоящее время в сети Internet можно найти достаточно большие библиотеки отечественных и зарубежных электронных компонентов.

 

 

 

 

Список литературы.

1. Громков Н.В., Михотин В.Д., Шахов СБ., Шахов Э.К. Частотные преобразователи выходных сигналов тензометрических датчиков.

- В кн.: Материалы Всесоюзной конференции "Методы и средства 
тензометрии и их применение в народном хозяйстве". Кишинев, 1979,с.100.

2. Громков Н.В. Частотные преобразователи для тензодатчиков. - В кн.: Материалы краткосрочного семинара "Методы и средства преобразования электрических величин в частотно-временные сигналы и их применение в цифровых средствах измерения". Пенза: ПДНТП, 1980, с.59-60.

3. Громков Н.В. Устранение паразитной модуляции в частотных преобразователях. - Межвузовский сборник научных трудов: Цифровая информационно-измерительная техника, Пенза: ППИ,1980.c32-35.

4. Михотин В.Д., Шахов Э.К. Моделирование одного класса нтегри-рующих преобразователей для анализа динамических характеристик.- Тезисы докладов IX Всесоюзной научно-технической конференции "Кибернетичес-кие методы в теории и практике измерений" , Ленинград, 1974.

5. Шенк X. Теория инженерного эксперимента, - М.:Мир, 1972, 382с.

 6. Громков Н.В., Михотин В.Д., Шахов ЭЛС., Шляндин В.М. Преобразователь разбаланса тензомоста в частоту, А.с. СССР №828406. Опубл. в Б.И., №17, 1981.

7. Аналоговые интегральные схемы. Под ред. Дж. Коппели, 
   М.: Мир, 1977, 439с.

 

 

 

 

 

2. Датчик давления с двумя дополнительными резисторами в диагонали питания тензомоста и регулировкой начальной частоты при нулевом разбалансе тензомоста

 

Следующее техническое  решение свободно от недостатков, связанных с изменениями сопротивлений тензорезисторов при изменении температуры и ограниченными функциональными возможностями при одностороннем разбалансе тензомоста, при котором происходит «засыпание» схемы при разбалансе тензомоста в другую сторону и при нулевом разбалансе.

В данном устройстве повышение точности достигается за счёт введения дополнительных резисторов, размещённых на периферии мембраны на её основании и уменьшения благодаря этому влияния температуры разогрева тензорезисторов (как от температуры измеряемой среды, так и от протекающего через тензорезисторы тока) на выходной сигнал. Кроме того, устройство позволяет измерять давления, как в положительную, так и в отрицательную сторону (разрежение) за счёт введения второго резистора интегратора, обеспечивающего установку начальной частоты выходного сигнала преобразователя при нулевом разбалансе тензомоста датчика. Тем самым расширяются функциональные возможности устройства.

Тонкоплёночная  НиМЭМС представляет собой конструктивно законченный модуль, обеспечивающий высокую технологичность сборки датчика, а  частотный преобразователь сигнала с выхода тензомоста может быть выполнен в виде микроэлектронного модуля, установленного в корпусе датчика.

На рис. 9 представлена функциональная электрическая схема устройства для измерения давления с частотным выходом на основе нано- и микроэлектромеханической системы (НиМЭМС).

 

 

 

 

             

Рис. 9 Функциональная электрическая схема устройства для измерения давления с частотным выходом на   

 

При испытании рассмотренного преобразователя разбаланса тензометрического моста в частоту были получены следующие технические характеристики:

- диапазон изменения  разбаланса  тензометрического

моста  0 10ֿ²;

    -  диапазон изменения выходной  частоты  … 5 15 кГц;

    -  сопротивление резисторов в  плечах моста…………… 700 Ом;        - напряжение питания моста    ± 6 В;

    -  приведенная погрешность нелинейности    ±0,3%;

    -  основная приведенная погрешность   ±0,3%;

    -  диапазон рабочих температур ± 150°С.

Дополнительные  резисторы R_дl и R_д2 гетерогенной структуры НиМЭМС (рис. 3.23) выполнены из того же материала, что и тензорезисторы (тензоэлементы) тензомоста датчика, их сопротивления равны между собой (по номиналу), могут быть кратными сопротивлению тензомоста, сформированы на основании за границей  мембраны в зоне, нечувствительной к механическим деформациям от давления.

В установившемся режиме работы устройства с выхода компаратора ОУ2 преобразователя следуют  разнополярные  импульсы амплитудой ±U₀. Пусть в момент времени t₀ произошла смена полярности выходного напряжения  с – U₀ на + U_0. При этом напряжение на выходе интегратора обусловлено положительным "скачком" напряжения с одной из вершин измерительной диагонали  тензомоста, равным  (где    ε_R = ΔR/R – относительное изменение сопротивления R тензомоста под действием давления, и – коэффициенты, равные отношению сопротивлений R_д1 и R_д2 к сопротивлению R тензомоста, и отрицательным "скачком" через конденсатор C_д, равным , где C_д – ёмкость дозирующего конденсатора, С_и – ёмкость конденсатора интегратора. Напряжение питания тензомоста U_cd при введённых дополнительных резисторах R_д1 и R_д2 будет определяться выражением

,                              (3.25)

где .

С учетом начальных условий имеем:

,      (3.26)

Под действием напряжения  разбаланса тензомоста, равного  , и напряжения с  резистора R₀, равного, в силу свойств операционного усилителя ОУ1 интегратора, , напряжение на выходе интегратора на интервале от t₀ до t₁, который равен половине периода (T_к/2=t₁–t₀) колебаний выходного сигнала частотного преобразователя, будет увеличиваться до положительного порогового уровня компаратора, равного .

В момент (t₁) равенства порога срабатывания и напряжения на выходе интегратора вновь произойдет смена полярности выходного напряжения.

   При этом напряжение на выходе  интегратора будет равно

           (3.27)

где R_и и R₀ – соответственно сопротивления первого и второго резисторов     интегратора, С_и – ёмкость конденсатора  в цепи отрицательной обратной связи интегратора, T_к – период колебаний выходного сигнала.

Для момента равенства напряжений на выходе интегратора и порогового уровня компаратора справедливо выражение