Проектирование цифровых устройств приема и обработки сигналов в спутниковых радиосистемах управления

МОСКОВСКИЙ  АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ

(ГОСУДАРСТВЕННЫЙ  ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ) 

Кафедра 402 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

Курсовой  проект на тему:  

«Проектирование цифровых устройств приема и обработки сигналов в спутниковых радиосистемах управления» 

Вариант 2 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

Москва 2011

Содержание 
 
 
 
 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

Задание 

    Спроектировать  цифровой приемник-потребитель навигационной  информации в системах GPS (GLN). Рассчитать ошибки измерений навигационных параметров (дальности, полной фазы, скорости) и вероятность ошибки при приеме двоичных символов. Вероятность ошибки при приеме двоичных символов посчитать при заданном  энергетическом потенциале. 

    Вариант 2. Исходные данные: 

Таблица 1

 
 

1 Функциональная схема приемника 

    В настоящее время наибольшее распространение  получили навигационные приемники, состоящие из двух частей — аналоговой и цифровой. Такие приемники реализуют  принципы квазиоптимальной фильтрации приходящего ПШС. Функциональная схема  выбранного варианта навигационного приемника, предназначенного для приема С/А сигнала GLN, изображена на рисунке 1. 

    Рисунок 1 — Функциональная схема навигационного приемника 

    На  этом рисунке сигнал, принятый антенной, фильтруется в аналоговом тракте. Аналоговый тракт состоит из двух частей: МШУ (малошумящий усилитель) входного составного сигнала (состоящего их совокупности ПШС от каждого спутника) и блока преобразования частоты. Полоса малошумящего усилителя 20 МГц по уровню –3 дБ, центральная частота 1602 МГц, усиления 30 дБ. В преобразователе частоты производится двухступенчатое гетеродинирование сигнала с высокой частоты на низкую. Схема аналогово тракта представлена на рисунке 2. На первой ступени производится перенос спектра входного сигнала на первую промежуточную частоту и фильтрация фильтром на поверхностных акустических волнах (ПАВ). На рисунке 1 МШУ и блок преобразования частоты условно изображены в виде фильтра промежуточной частоты. 

Рисунок 2 — Аналоговая часть приемника 

    Далее  сигнал поступает на аналого-цифровой квадратурный преобразователь (АЦКП). Внутренний состав АЦКП для случая обработки действительного сигнала изображен на рисунке 3.  

    Рисунок 3 — АЦКП для случая обработки действительного сигнала 

    Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) производят дискретизацию  с частотой f_S (с периодом T_S) и квантование. На выходе АЦКП имеется действительный сигнал Z_вх.

    Сигнал Z_вх поступает в канал обработки, реализованный на основе СБИС. Он осуществляет свертку Z_вх с опорным колебанием. На рисунке изображен только один канал обработки, так как все остальные построены точно также. Каждый такой канал служит для декодирования одного ПШС.

    Указанный канал обработки состоит из двух подканалов: канала ССН и канала ССЗ. Отличием подканалов является различие формы опорных колебаний. Опорное колебание в подканале ССН (в корреляторах ССН) представляет собой произведение опорного кода П, соответствующего приходящему ПСП наблюдаемого спутника и вырабатываемого генератором ПСП (ГПСП), тактируемым синтезатором тактовой частоты, на комплексный сигнал:

     ,  где exp[-jФ[r]] = cos Ф[r] – j sin Ф[r].

    Опорный комплексный несущий сигнал exp[-jФ[r]]  вырабатывается ЦСО, управляемым по фазе сигналом Y_ССН с выхода микро ЭВМ.

    Опорное колебание в подканале ССЗ (в  корреляторах ССЗ) отличается  от опорного колебания в подканале ССН  заменой в вышеупомянутом произведении опорного кода П на опорную последовательность П’ (каждому фронту опорного кода П соответствует некоторый импульс в опорном сигнале П’, каждому срезу – тот же импульс, но инвертированный). Сигналы П(t) и П’(t) изображены на рисунке 4. Длина каждого элемента П(t) равняется D, длина элемента (строба) П’(t) равняется D. 

Рисунок 4 — Сигналы П(t) и П’(t) 

    Накоплением в сумматорах со сбросом S¯ результатов перемножения сигнала Z_вх на опорный комплексный несущий сигнал и опорный код П формируются синфазная I и квадратурная Q компоненты. Аналогично каналу ССН в канале ССЗ накоплением результата перемножения действительной части Re[r] на опорную стробовую последовательность П’ формируется компонента dI.

    Далее полученные компоненты (с частотой 1 кГц) поступают в программную  часть – “Микро ЭВМ канальных  алгоритмов”. На ее выходе формируется совокупность 3-х оценок:

— знака двоичного символа m;

    — несущей частоты f;

— задержки ПСП t.

    Далее совокупность этих оценок для разных спутников поступает на вторую микро  ЭВМ, на выходе которой формируется  результат решения навигационной задачи, т.е. оценки координат местоположения приемника и его скорости. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

2 Частотный план  приемника 

    При обработке действительного сигнала  частота дискретизации и полоса фильтра ПАВ связана соотношением:

    

    Поскольку величина частоты дискретизации является заданной, максимальная полоса пропускания фильтра ПАВ выбирается в соответствии с условием:

    

    В системе ГЛОНАСС используется частотное  разделение каналов. Номинальные значения несущих частот навигационных радиосигналов спутников ГЛОНАСС в частотном диапазоне L1 определяются следующим выражением:

    

    где — номера несущих частот навигационных радиосигналов, излучаемых в частотном поддиапазоне L1;

     

    

    Для удобства выберем  , тогда частота принимаемого сигнала . 

    Вторую  промежуточную частоту выберем  из условия:

      

    Выберем частоту второго гетеродина:

      

    Тогда первая промежуточная частота:

      

    В качестве фильтра промежуточной частоты будем использовать фильтр, сгенерированный из стандартного и имеющий следующие параметры: центральная частота , полоса пропускания по уровню — . 

    Частота первого гетеродина:

      

    Все опорные частоты в приемнике  формируются из сигнала единого  задающего генератора. Этим обеспечивается когерентность всех этих сигналов. Рисунок 5 иллюстрирует способ формирования опорных частот с помощью системы фазовой автоподстройки с дробно-переменным коэффициентом деления (ФАП с ДПКД). Таким способом формируются не только гетеродинные частоты приемника, но и частота дискретизации . Как видно из рисунка 5, в ФАП с ДПКД формируются входные сигналы фазового детектора путем деления частоты задающего генератора приемника и частоты управляемого генератора на целые числа R и N. 

Рисунок 5 — Преобразователь частоты на основе ФАП с ДПКД 

    На  входе фазового детектора формируется  управляющий сигнал, пропорциональный разности фаз входных сигналов. После  низкочастотной фильтрации управляющий  сигнал меняет частоту управляемого генератора таким образом, чтобы частоты и фазы входных сигналов фазового детектора сравнялись. Частоту, на которой достигается равенство фаз сигналов на входе фазового детектора, принято называть частотой сравнения. Равенство частот входных сигналов фазового детектора позволяет записать следующее равенство . Откуда следует, что частота подстраиваемого управляемого генератора в ФАП ДПКД преобразуется в частоту управляемого генератора , которая используется далее в качестве одного из опорных сигналов. Подобным образом, путем подбора необходимых целых чисел R и N в соответствующих ФАП с ДПКД осуществляется формирование всех опорных сигналов.

    Для получения гетеродинных частот и может быть использована схема ФАП с ДПКД, в которой частота сравнения (наименьший дискрет) , в качестве задающего генератора — кварцевый генератор с частотой .

    Тогда для первого гетеродина:

    

      

    Для второго:

    

      

    Входной сигнал — GLN L1. Максимальное доплеровское смещение частоты выберем равным . Воспользовавшись утилитой FreqPlan программы Falcon, определим уровень собственных и чужих гармоник (рисунок 6).