Передатчик телеметрической информации с частотной модуляцией и высокой стабильностью частоты

Как правило, для мощных высокочастотных  транзисторов область рабочих частот располагается выше граничной частоты  транзистора по току  f_b = f_т / b₀. Для некоторых транзисторов работа на частотах ниже f_b, также как работа без отсечки коллекторного тока, может быть вообще недопустима (это оговаривается в технических условиях на транзистор).

1. Выходное сопротивление  транзистора на частотах выше f_b, обусловленное внутренней обратной связью через емкость коллекторного перехода Cк:

Ri = 1/ wт Cк.

При работе транзистора с отсечкой коллекторного тока необходимо учитывать  эффект увеличения эквивалентного сопротивления  по первой гармонике:

Ri¢ = ai Ri = 117Ом

где ai = 1/a1 (1 - cos q) – коэффициент приведения внутреннего сопротивления (ai = 2 при q = 90°).

2. Нагрузочный коэффициент, учитывающий  уменьшение коллекторного тока  по отношению к току внутреннего  генератора (обусловленный ответвлением  части тока iг на сопротивление  Ri в эквивалентной схеме на  рис. 2.5, б):

kн = 1/(1+ Rк/Ri¢) =0,16

3. Индуктивная и резистивная  составляющие входного сопротивления транзистора:

Lвх= Lб + Lэ +Lм = 10нГн      rвх = r_б + r_{о. с} = rб + k_нw_тLэ¢ = 40,2 Ом

где Lэ¢= Lэ+ Lм. э – сумма индуктивностей эмиттерного вывода Lэ и монтажных проводников в эмиттерной цепи Lм. э , по которым протекают одновременно коллекторный и базовый токи;  Lм – индуктивность монтажа входной цепи усилителя, включающей корректирующую цепь и соединительные проводники от выходных зажимов линии передачи во входном трансформаторе до базового и эмиттерного выводов транзистора (индуктивность Lм. э также является частью суммарной индуктивности монтажа). В зависимости от конструктивного выполнения входной цепи индуктивность монтажа колеблется в пределах от 20 до 60 … 80 нГн. В резистивной составляющей присутствует (а зачастую преобладает) компонента, обусловленная обратной связью за счет эмиттерной индуктивности:  rо.с =  kнwтLэ¢.

4. Входное сопротивление  транзистора представляет собой  последовательный колебательный  контур. Добротность этой цепи на верхней рабочей частоте:

Qвх = wвLвх / rвх= 0,1

Для получения достаточно равномерной  частотной характеристики усилителя  добротность входной цепи необходимо иметь равной единице (неравномерность  при этом около 10%). При меньшей  добротности частотная характеристика может быть и более равномерной, но при этом снижается усиление каскада, поэтому добротность меньше единицы обычно не выбирают. При добротности больше единицы в частотной характеристике будет большой подъем на резонансной частоте входной цепи.

Чтобы добиться единичного значения добротности, необходимо изменить компоновку входной цепи усилителя, с тем чтобы увеличить Lм  при Qвх < 1 (а может быть и включить дополнительную катушку) или уменьшить – при Qвх > 1 (если возможно). Если уменьшение индуктивности по конструктивным соображениям не представляется возможным, необходимо снижать добротность за счет увеличения резистивной составляющей входного сопротивления. Включать для этой цели дополнительный резистор последовательно в цепь базы нежелательно, поскольку такое включение неизбежно приведет к дополнительному увеличению общей индуктивности монтажа (а габариты резистора в мощном усилителе не могут быть малыми). Целесообразнее пересмотреть конструктивное исполнение входной и выходной цепей усилителя, с тем чтобы, не изменяя общей индуктивности монтажа, увеличить в ней долю индуктивности в цепи эмиттерного вывода Lм. э  до такой величины, при которой увеличение rо.с приведет к необходимому значению добротности. В дальнейших расчетах необходимо принимать скорректированные подобным образом значения Lвх и rвх.

5. Усредненное за время  протекания тока значение крутизны  транзистора по переходу 

Sп » (Iк0/jт )(p/q)= 0,41

где  jт = kТп/q – так называемый температурный потенциал; k = 1,37×10-23 Дж/К – постоянная Больцмана; q = 1,6×10-19 Кл – элементарный заряд (заряд электрона); Тп – абсолютная температура перехода транзистора. При Тп = 293 К (20 °С) потенциал jт = 0.025 В, при Тп = 423 К (150 °С) – jт = 0.036 В. Параметр jт  необходимо определять при заданной (или вычисленной) ранее максимальной температуре перехода.

6. Усредненное значение  диффузионной емкости открытого  эмиттерного перехода 

Cэ = Sп/wт = 8,16пФ

7. Первая гармоника  тока внутреннего генератора  в эквивалентной схеме транзистора  на рис. 2.5, б (первая гармоника коллекторного тока транзистора при коротком замыкании нагрузки)  

Iг1 = Iк1 / kн = 50 мА

8. Амплитуда напряжения  на эмиттерном переходе в открытом  состоянии  

Uп = Iг1 / a1Sп  = 0,244 В

9. Резонансная частота  последовательного контура, которому  эквивалентна входная цепь транзистора  с учетом коррекции, выбирается равной верхней рабочей частоте усилителя. Из этого условия определяется значение эквивалентной емкости входной цепи:  

Cвх = 1/wвrвх = 1/wв2Lвх  = 13 пФ

10. Входное сопротивление  однотактного усилителя 

Rвх = airвх = 2rвх = 80 Ом

11. Амплитуда напряжения на входе корректирующей цепи одного плеча усилителя

Uвх = Uп Cэ / Cвх= 0,15 В

12. Мощность, необходимая  для возбуждения одного плеча  усилителя:

Pвх = Uвх2/2Rвх= 0,14 мВт

13. Коэффициент усиления  каскада по мощности

KP = P1 / Pвх= 143 = 21dB

 

 

 

 

 

 

4.Расчет цепи согласования.

4.1 Назначение согласующего устройства

СУ обеспечивает трансформацию  выходного сопротивления передатчика  в сопротивление антенны. Использовать СУ, имеющим П-контур со всеми плавно перестраиваемыми элементами, нерационально, так как П-контур обеспечивает согласование в широком диапазоне выходных сопротивлений. Только в случаях, когда элементы П-контура исключат подстройку, использование СУ приносит пользу.

В любом случае СУ заметно  снижает уровень гармоник, и его  использование как фильтра вполне оправдано.

При наличии хороших  настроенных резонансных антенн и хорошего РА нет необходимости  использовать согласующее устройство. Но когда и антенна одна работает на нескольких диапазонах, и РА не всегда выдает то что надо, использование СУ дает хорошие результаты.

К выходным, межкаскадным и выходным цепям согласования ЦС , установленным в ГВВ, предъявляется  ряд требований:

Трансформация нагрузочных  сопротивлений на основной частоте;

Обеспечение для входных  цепей определённого входного сопротивления Zвх(nw), а для входных цепей – определённого выходного сопротивления Zвых(nw) на частотах высших гармоник;

Обеспечение заданных амплитудно- и фазочастотных характеристик;

Для работы активного  элемента (АЭ) оптимальном (граничном) режиме в выходную цепь необходимо включить сопротивление нагрузки Rгр (в нашем случае, рассчитанное по (3.2.10) Rэк ном = 625 Ом). Но сопротивление нагрузки реального потребителя энергии высокочастотных колебаний в общем случае отличается от выходного сопротивления транзистора в граничном режиме (в нашем случае по техническому заданию потребитель ВЧ энергии – фидер с входным активным сопротивлением      Rвх фид = 50 Ом). Поэтому первой задачей ЦС (в нашем случае) является преобразование входного сопротивления фидера к выходному сопротивлению оконечного усилительного каскада. Другими словами необходимо трансформировать 50 Ом в » 625 Ом.

Определение величин  элементов

В [1] элементы П-образного  звена (рисунок 4.1) предложено рассчитывать следующим образом. Сопротивление его нагрузки представляется как параллельное соединение активной (R2) и реактивной (X2) составляющих.

Рисунок 4.1:  П-образное звено, нагруженное на параллельно включенные сопротивления R2 и X2

 

Пусть , , - реактивные сопротивления элементов С1, L, C2. Если использовать следующее обозначение:

;   (4.2)

то при условии трансформации  сопротивления R2 в R1 и равенства X2 нулю будут выполняться следующие  соотношения [1]:

;   (4.3)

;   (4.4)

Из соотношений (4.3) и (4.4), зная одни параметры, можно рассчитать другие. Так, если R1, R2, X2, являются заданными величинами, можно определить и , то есть С1 и С2. В других случаях выбор параметров видоизменяется применительно к требованиям конкретной задачи [1].

Расчёт элементов П-образного  контура по формулам (4.3) и (4.4) является точным.

В [14] предложен приближённый расчёт элементов П-образного контура (допустимыми считают отклонения 10-20%). При этом вначале определяется ориентировочные параметры контура, полагая, что частоты параллельного резонанса нагруженного и ненагруженного контура (R2 ∞) совпадают. Рассмотрим только случай X2=0. В этом случае коэффициент трансформации

 ; (4.5)

Следовательно, при таком  рассмотрении величины конденсаторов  связаны соотношением (4.5). Величину катушки L в микрогенри предлагается находить из соотношения:

      ;( 4.6)

где  – рабочая длина волны в метрах, а     (4.7)

– общая ёмкость контура  в пикофарадах.

Для расчёта по формулам (4.5) – (4.7) необходимо задавать величину одного из конденсаторов, после чего находить величину катушки L. После такого ориентировочного расчёта контура возможно уточнение значений элементов с помощью графиков, приведённых в [14]. Приводится также и порядок расчёта П-образного звена с ёмкостной или индуктивной связью с нагрузкой, но он также является приближённым и опирается на использование графиков.

Из  рассмотрения выражений для расчета  элементов П-образных звеньев можно  сделать следующие выводы:

для расчёта нужно  задавать величину одного из элементов  П-образного звена – либо индуктивность  катушки, либо ёмкость одного из конденсаторов;

выражения, приведённые в [1], позволяют проводить точный расчёт элементов П-образного звена (4.2, 4.3, 4.4). Их можно использовать для расчёта на компьютере, в отличие от приближённых соотношений c последующим уточнением с помощью графиков из [14].

В соответствии с приведенными соотношениями получаем:

Зададим  L = 6,8 нГн:

Из (4.6) следует, что       Ск = 20 пф

                                        С2 = 3,5 С1

Из (4.7) следует что       Ск = 3,5С1\4,5

Получаем С1=27 пФ  и  С2= 91пФ .

 

                            

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

5. Расчет задающего генератора.

1. Выбор транзистора и режима его работы в автогенераторе

 

Автогенераторы (АГ) находят  широкое применение в радиолокационной и радионавигационной аппаратуре, в устройствах вычислительной техники, систем связи, радиовещания и телевидения, в измерительных приборах и т. д. Одним из основных требований, предъявляемых к АГ, является обеспечение высокой стабильности частоты генерируемых колебаний, определяющей точность и разрешающую способность радиолокационных и радионавигационных систем, погрешность измерений в устройствах измерительной техники, качественные характеристики и надежность систем связи, радиовещания и телевидения.

Стабильность частоты  АГ определяется параметрами используемого в нем транзистора, добротностью и эталонностью колебательной системы и выбранным режимом работы. При этом основными причинами изменения генерируемой частоты при изменении режима работы транзистора являются изменения его емкостей и фазового угла средней крутизны . Кроме того, чем больше значение , тем сильнее оказывается воздействие дестабилизирующих факторов на частоту [1] – [3]. Поэтому в автогенераторах, как правило, используются транзисторы, у которых на частоте генерации еще не проявляются заметно инерционные свойства. Для этого достаточно, чтобы < (0,1...0,3) , где – граничная частота транзистора по крутизне. В противном случае необходимо учитывать комплексный характер крутизны S и других проводимостей транзистора:

= S = ;      ;       ;

;     ,

где ; = ; и – соответственно входная и выходная емкости транзистора; – входная резистивная проводимость; – значение S на низких частотах; – предельная частота усиления по току в схеме с общим эмиттером; = (2...4) – сопротивление материала базы; – постоянная времени цепи обратной связи; – емкость база-коллектор. Кроме того, высокая стабильность частоты может быть достигнута лишь при такой выходной мощности АГ, которая не превышает единиц милливатт.