Передатчик телеметрической информации с частотной модуляцией и высокой стабильностью частоты

 

 
Рисунок 1.6: спектральная плотность случайного битового потока

Тогда спектры S_L(ω) и S_H(ω) сигналов s_L(t) и s_H(t), а также результирующий спектр FSK сигнала представлены рисунке 1.7.

 

 
Рисунок 1.7: Спектр FSK сигнала

 

Таким образом, мы получили спектр FSK сигнала. Видно, что составляющие FSK сигнала разнесены на частоту девиации, а согласно (1.1), частота девиации зависит от битовой скорости Br и индекса модуляции m. При фиксированной битовой скорости составляющие спектра FSK сигнала будут тем ближе, чем меньше индекс FSK модуляции. На рисунке 8 показаны спектры FSK сигнала при различном индексе модуляции.

Рисунок 1.8: Спектры FSK сигнала при различном индексе модуляции

 

Из рисунка 1.8 следует, что при уменьшении индекса FSK модуляции, составляющие FSK сигнала сдвигаются и при m=2 основные лепестки соприкасаются, а при m=1 перекрываются на половину. Таким образом индекс модуляции задает положение составляющих FSK вне зависимости от несущей частоты и битовой скорости модулирующего сигнала.

На рисунке представлен спектр FSK и основные частотные соотношения.

 

 
Рисунок 1.9: Основные частотные соотношения в спектре FSK

 

Параметр K задает количество боковых лепестков между составляющими спектра.

1.3 Частотная манипуляция без разрыва фазы (CPFSK)

При передаче информации, как правило, существуют ограничения на ширину спектра сигнала, поэтому на практике используют схему модуляции CPFSK без разрывов фазы и при малых значениях индекса модуляции m. Спектр CPFSK сигнала при m=2 и m=1 показан на рисунке 1.10 синим цветом (красным показан спектр FSK с разрывом фазы).

 

Рисунок 1.10: Спектр CPFSK сигнала при различных индексах модуляции

 

Из рисунка 10 хорошо видно, что отсутствие разрывов фазы приводит к существенному снижению максимального  бокового лепестка на 6..8 дБ, а также  скорость убывания боковых лепестков также возрастает. Таким образом, формирование CPFSK сигнала на основе универсального квадратурного модулятора (рисунок 1.2) гораздо предпочтительнее, чем на основе ключа.

1.4 Векторная диаграмма CPFSK сигнала

Рассмотрим теперь векторную  диаграмму CPFSK сигнала. Для этого вспомним, что CPFSK сигнал является частным случаем FM сигнала при цифровом входном сигнале, поэтому его векторная диаграмма не отличается от векторной диаграммы FM сигнала. Однако при рассмотрении FM сигнала было введено понятие девиации фазы, т.е. фазового набега на одном периоде модулирующего сигнала. Рассмотрим девиацию фазы в случае CPFSK модуляции.

Из выражения (1.1) можно заметить, что

(1.5)

Для расчета набега фазы рассмотрим рисунок 1.11.

 

 
Рисунок 1.11: Пояснения к расчету фазового набега

 

Исходный нормированный  цифровой сигнал b₀(t) показан синим цветом, зеленым показан сигнал на выходе интегратора b_i(t) , а красным сигнал b_i(t) , умноженный на частоту девиации. Тогда набег фазы на одном информационном символе можно рассчитать следующим образом:

(1.6)

Тогда с учетом (1.5) ώ_д =m·Ω а с учетом (1.1) Ω=π·Br и окончательно можно записать:

(1.7)

Таким образом, получили, что набег фазы зависит от индекса  модуляции m и при m=1 . Необходимо сделать замечание. Под набегом фазы подразумевается набег фазы на временном интервале T, т.е. только на одном информационном символе. Если имеется несколько информационных символов, то их суммарный набег зависит от передаваемой информации и может принимать любое значение в интервале от 0 до L·m·π с шагом m·π где L — количество передаваемых символов цифровой информации. Рассмотрим это подробнее. Пусть имеется 3 бита цифровой информации b(t)=[x x x], где x может принимать значения 0 или 1. Поведение вектора комплексной огибающей на плоскости для CPFSK сигнала можно представить как

(1.8)

Синфазная и квадратурная компоненты получены согласно структурной  схемы рисунка 1.2, а сигнал на выходе интегратора b_i(t) — ломаная линия как показано на рисунках 1.3 и 1.11.

Необходимо заметить что  — ничто иное как фаза комплексной огибающей согласно (1.8), линейно нарастает или убывает со скоростью m·π радиан на символ цифровой информации и при смене символа меняется направление движения фазы комплексной огибающей , тогда при различных комбинациях битового потока b(t)=[x x x] мы получим различные фазовые траектории, как показано на рисунке 1.12 для двух из восьми значений трех бит информации при m=1.

 

 
Рисунок 1.12: Различные фазовые траектории

 

Аналогично можно построить  для всех восьми комбинаций b(t). Если все возможные фазовые траектории свести в одну диаграмму то получится диаграмма, представленная на рисунке 1.13. Зеленым и черным показаны траектории для b(t)=[1 1 1] и b(t)=[0 1 1], соответствующие рисунку 1.12.

 

 
Рисунок 1.13: Полная фазовая диаграмма для 3-х бит информации

 

1.5 Выводы

Таким образом, мы рассмотрели FSK и CPFSK сигналы, привели структурную  схему FSK модулятора на основе управляемого ключа, а также схему формирования CPFSK на основе универсального квадратурного модулятора. Было показано, что спектр CPFSK сигнала обладает меньшим уровнем боковых лепестков по сравнению с FSK сигналом, что обусловлено непрерывной фазой сигнала. Подробно был рассмотрен вопрос, связанный с влиянием индекса модуляции на фазу комплексной огибающей CPFSK сигнала.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2. Структурная схема передатчика

 

Рисунок 2.1: Структурная схема передатчика.

 

 

Обобщенная структурная  схема передатчика приведена  на рисунке. Рассмотрим кратко назначение ее отдельных элементов. Задающий генератор (или возбудитель) формирует высокостабильные радиочастотные (РЧ) колебания в заданном диапазоне частот. Далее эти колебания поступают на усилитель мощности, который обеспечивает на выходе антенны (или фидера) требуемую мощность РЧ колебаний. Антенная система излучает РЧ колебания в пространство. Для управления ВЧ колебаниями служит модулятор, а в нашем случае манипуляционное устройство. Так как передатчик работает с частотной манипуляцией, то манипуляцию осуществляем в задающем генераторе. Источники питания необходимы для подачи заданных питающих напряжений на транзисторы передатчика. Стабилизатор напряжения служит для питания ЗГ и МП, устраняя влияние изменений напряжения питания на частоту ЗГ и параметров модуляции. СЦ служит для согласования выходного сопротивления транзистора с входным сопротивлением антенны.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

3. Усилитель  мощности

Оконечный каскад необходим  для создания необходимой мощности на выходе, так как возбудитель для обеспечения высокой стабильности колебаний работает на малых мощностях. Как покажет дальнейший расчет, в данной работе для обеспечения необходимой мощности в оконечном каскаде используется одна однотактная усилительная ячейка.

 Основным фактором, влияющим на расчет  режима работы транзисторов, будет расчет на заданное значение мощности Р₁ - мощности первой гармоники, отдаваемой в нагрузку одним транзистором. Расчет ведется при угле отсечки 90 . Следовательно, мы работаем в классе В. Типичная схема линейного усилителя класса В показана на рис 3.1.

Рис 3.1 Линейный усилитель класса В .

 

Диаграммы токов и  напряжений в коллекторной цепи одного транзистора представлены на рисунке 3.2.

 

           

Рис 3.2 Диаграммы токов и напряжений в коллекторной цепи одного транзистора.

 

Так как отрицательные полуволны сигнала возбуждения .попадают в зону отсечки тока, то коллекторный ток течет только во время действия положительных полуволн напряжения входного сигнала. Соответственно, как показано на рисунке, коллекторный ток представляет собой последовательность импульсов. Благодаря фильтрующим свойствам согласующей цепи недостающие полуволны восстанавливаются.

Из диаграммы на рис. 3.2 могут быть получены следующие соотношения между параметрами усилителя:

E_к = U_к  + u₀ = (u_к m + u₀)/2 ;

U_к = E_к  - u₀ = (u_к m - u₀)/2 ;                 

u_к m = E_к + U_к ,    u₀ = i_к m / S_гр ;                                (3.1)

I_к1 = a₁ i_к m = 0,5 i_к m,    I_к0 = a₀ i_к m = i_к m /p;

P₁ = 0,5 I_к1U_к ,   P₀=I_к0 E_к ,  P_к=P₀-P₁ ; 

                             h = P₁ / P₀ ,    R _к= U_к / I_к1

 

3.1 Выбор транзистора

Биполярный транзистор должен:

  а) иметь верхнюю  граничную частоту F_Т, существенно превышающую максимальную синтезируемую частоту f_В:

F_Т > (2..3)×f_В ,

  б) обладать малым  значением коллекторной емкости C_К , сопротивление которой x_К шунтирует нагрузку R_Н , то есть

,

  в) отдавать в  нагрузку такую мощность первой  гармоники P₁ , значение которой при требуемой мощности P_ОК оконечного каскада позволит использовать как можно меньшее число усилительных приборов (биполярных транзисторов), то есть

 

.

 

С учетом приведенных  требований выберем биполярный транзистор BFR183W. Параметры транзистора приведены в приложении к работе.

 

3.2 Расчет выходной цепи усилителя

 

1. Амплитуда импульса коллекторного тока рассчитывается исходя из напряжения на коллекторе транзистора и требуемой мощности первой гармоники на выходе:

2. Амплитуда тока первой гармоники:

3. Постоянная составляющая коллекторного тока:

4. Минимальное (остаточное) напряжение на коллекторе:

 

5.  Амплитуда  переменного напряжения на коллекторе:

6. Мощность первой гармоники, отдаваемая в нагрузку одним транзистором:

 

7. Мощность, потребляемая транзистором от источника питания:

 

8. Мощность, рассеиваемая на коллекторе:

 

9. Коэффициент полезного действия по коллекторной цепи:

 

10. Сопротивление нагрузки по первой гармонике

3.3 Расчет входной цепи усилителя на биполярных транзисторах

 

        В основу расчета входной цепи широкополосного усилителя на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером, положен анализ, выполненный в [6]. В этом пособии обосновано преобразование физической эквивалентной схемы транзистора (см. рис. 3.3, а) в эквивалентную схему (рис. 3.3, б), в структуре которой отсутствуют связи входной и выходной цепей.

Рис 3.3 а.

Рис 3.3 б.

Влияние обратных связей при таком преобразовании изменяет все четыре параметра четырехполюсника: входное и выходное сопротивления, прямую и обратную передачи. Но специфика мощных биполярных транзисторов, заключающаяся в большом значении крутизны транзистора по переходу S_п, приводит к тому, что параллельная обратная связь по напряжению (через емкость коллекторного перехода C_к) наиболее сильно влияет на выходное сопротивление транзистора, а последовательная обратная связь по току (через индуктивность эмиттерного вывода L_э) - на входное сопротивление. Влияние на другие параметры существенно слабее. Именно поэтому в эквивалентной схеме на рис. 3.3 б влияние устраненных связей между входом и выходом учтено включением лишь двух элементов - сопротивлений R_i и r_о.с. Усилительные свойства транзистора отображаются на эквивалентной схеме включением генератора, управляемого напряжением на эмиттерном переходе, i_г = S_пu_п.

Исходными данными для  расчета входной цепи служат результаты расчета коллекторной цепи, параметры  транзистора ( f_т =(1/2p)(S_п /C_э) – предельная частота коэффициента усиления тока; b₀ = r_b S_п – коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером; C_к – емкость коллекторного перехода; r_б – сопротивление “тела” базы; L_э, L_б, L_к – индуктивности выводов транзистора) и диапазон рабочих частот (w_н = 2pf_н  – нижняя, w_в = 2pf_в – верхняя частоты диапазона).