Лекции по "Схемотехнике аналоговых устройств"
Автор: Пользователь скрыл имя, 18 Февраля 2013 в 00:47, курс лекций
Описание работы
1. Принцип электронного усиления и классификация усилителей
2. Основные показатели качества усилительных устройств
3. Анализ работы УК с помощью ВАХ
4. Критерии выбора положения ИРТ
5 Принципы обеспечения заданного положения ИРТ
Работа содержит 45 файлов
1
Стабилизирующее влияние ООС на КУ и положение ИРТ
Рассмотрим усилительный тракт, охваченный ООС. Коэффициент уси-
ления по напряжению
( )
12
12
12
âõ
1
0
F
K
K
k
T
=
+
−
.
Допустим, что
12
0
k = и представим петлевую передачу и исходный ко-
эффициент усиления в виде произведения составляющих их коэффициентов
передачи
13 42 34
12
45 56 63 34
1
F
K K K
K
K K K K
=
−
.
Пусть все входящие в эту формулу коэффициенты частотно независимы.
Отрицательность обратной связи достигается инвертирующим характером
основного усилительного тракта, что равносильно тому, что
34
0
K ≤ . Тогда
13 42 34
12
45 56 63 34
1
F
K K K
K
K K K K
−
=
+
.
Все коэффициенты, за исключением
34
K
формируются пассивными це-
пями, и поэтому высокостабильны.
34
K
– это коэффициент усиления, под-
верженный действию дестабилизирующих факторов.
Обозначим
13 42
α
K K = и
45 56 63
β
K K K = . Тогда
34
12
34
α
1 β
F
K
K
K
−
=
+
.
Выясним, насколько чувствителен оказывается коэффициент
12F
K
к
изменениям коэффициента
34
K . Для этого вычислим производную
(
)
12
2
34
34
α
1 β
F
dK
d K
K
−
=
+
и перейдем к конечным приращениям
(
) (
)
34
12
12
12
2
2
2
34
34
α
1 β
1 β
F
K
K
K
K
F
K
K
− ∆
−∆
−∆
∆
=
=
=
+
+
.
Величина в числителе есть не что иное, как изменения исходного коэф-
фициента усиления, а знаменатель – квадрат глубины обратной связи.
Из последнего соотношения следует важный вывод: при охвате тракта
отрицательной обратной связью коэффициент усиления уменьшается в F раз,
2
а его нестабильность (изменение) – в F
2
раз. То есть отрицательная обратная
связь оказывает на коэффициент усиления стабилизирующее действие.
Мало того, если
34
K → ∞, то
12
α
β
F
K
−
→
и вообще не зависит от
свойств усилительного тракта, а определяется исключительно пассивными
цепями, что широко используется в схемах с большим коэффициентом уси-
ления.
Поскольку действие дестабилизирующих факторов на положение ИРТ
можно рассматривать как изменение коэффициента передачи тока или на-
пряжения по отношению к току или потенциалу, определяющему положение
ИРТ, влияние обратной связи в отношении к действию дестабилизирующих
факторов оказывается аналогичным тому влиянию, которое она оказывает на
коэффициент усиления.
В частности схема стабилизации положения ИРТ с фиксированным то-
ком эмиттера (рис. 1а) есть схема с обратной связью.
Рис. 1
Действительно, если в силу каких-либо причин изменился, например
увеличился начальный ток коллектора, то это вызовет увеличение падения
напряжения на эмиттерном резисторе, что при фиксированном потенциале
базы вызовет уменьшение напряжения база-эмиттер. Это уменьшение окажет
тормозящее действие на рост коллекторного тока. Эту цепочку причинно-
следственных связей можно условно записать в виде
ê
ý0
áý
ê
I
U
U
I
↑ →↑
→↓
→↓
,
где первое и последнее утверждения следует рассматривать не как взаимоис-
ключающие и противоречащие друг другу, а как результат стабилизирующе-
го действия соответствующего схемного построения.
Аналогично для схемы рис. 1б
3
ê
ê
êý
áý
ê
R
I
U
U
U
I
↑ →↑
→↓
→↓
→↓
,
что также демонстрирует действие отрицательной обратной связи.
Рассмотренные 2 примера – это примеры внутрикаскадной обратной
связи (так называемые местные обратные связи).
На рис. 2 представлены примеры 2-каскадных схем с отрицательными
обратными связями, где обратная связь охватывает 2 каскада (так называе-
мые общие обратные связи)
Рис. 2
На рис. 3 приведены примеры общих обратных связей в 3-каскадных
усилителях.
Рис. 3
4
При охвате обратными связями многокаскадных трактов необходимо
следить за тем, чтобы образующаяся петля была петлей отрицательной связи.
При отсутствии частотно зависимых цепей, вносящих дополнительные фазо-
вые сдвиги, отрицательность петли обратной связи достигается нечетным
числом инверсий фазы сигнала по петле, то есть нечетным числом каскадов
ОЭ. Такой каскад называется фазоинвертирующим. В схемах на рис. 1 и 2
впетлю ОС включено по одному фазоинвертирующему каскаду, а в схемах на
рис. 3 – по три.
Иногда используются многопетлевые ОС как это показано на рис. 4.
Рис. 4.
Рассмотрим пример усилительного каскада по схеме ОЭ, в котором по-
ложение ИРТ и коэффициент усиления стабилизируется с помощью отрица-
тельной обратной связи (рис. 5а).
Рис. 5
5
От обычного каскада по схеме ОЭ эту схему отличает наличие отрица-
тельной обратной связи, образованной резистором R
1
.
Пусть R
1
= 2800 кОм, R
2
= 700 Ом, R
3
= 1000 Ом, а напряжение источ-
ника питания E
+
= 9 В. При этих условиях I
к0
= 5 мА, U
кэ0
= 3,5 В. При
β 100
=
малосигнальные параметры транзистора равны
ê0
21
21
11
T
À
À
0,19
0,0019
Â
β
Â
I
g
g
g
mU
=
=
,
=
=
.
На рис. 5б изображена та часть схемы, которая обеспечивает стабилиза-
цию положения ИРТ на постоянном токе и которая представляет интерес для
дальнейшего рассмотрения.
На рис. 5в представлена эквивалентная схема, использующаяся для ана-
лиза действия дестабилизирующих факторов, где R
б
и R
к
– эквивалентные
сопротивления, внешние по отношению к выводам базы и эмиттера транзи-
стора. Для их определения необходимо учесть обратную связь, образованную
резисторами R
1
, R
2
.
Если представить транзистор в виде его простейшей эквивалентной схе-
мы на основе зависимого источника тока и учесть, что для сигнальных изме-
нений, вызванных дестабилизирующими факторами, источник питания пред-
ставляет собой короткое замыкание, то схема каскада может быть изображе-
на, как показано на рис. 6.
Рис. 6
Делая разрыв петли обратной связи на выходе каскада и подключая к
точкам разрыва эквивалентные нагрузки с тестовым источником ЭДС, полу-
чим схему, представленную на рис. 7.
6
Рис. 7
Здесь
3
'
1000 Î ì
R R
=
=
, а
1
2
âõî ý
1
2
11
1
''
3100 Î ì
R
R
R R
R
R
g
=
+
||
=
+
||
=
.
Из этой схемы можно определить эквивалентные сопротивления R
б
и R
к
для схемы рис. 5в.
(
)
á
2
1
ê
3
' 740Î ì
'' 750Î ì
R
R
R R
R
R R
=
||
+
=
,
=
||
=
.
При таких нагрузках на выводах транзистора нестабильность коллек-
торного тока, вызванного, например, изменениями номинального напряже-
ния база-эмиттер в пределах
áý0
0,1Â
U
∆
= ±
будет равна
áý0 21
áý0 21
ê0
21 ý
11 á
11 á
7,9ì À
1
1
U
g
U
g
I
g R
g R
g R
∆
∆
∆
=
=
= ±
+
+
+
.
Рассмотрим, в какой степени повлияет на нестабильность коллекторного
тока замыкание петли обратной связи. Поскольку в рамках используемой мо-
дели транзистора коллекторный ток формируется зависимым источником то-
ка
21 áý
g U , то источник нестабильности тока можно рассматривать как экви-
валентный источник ЭДС
ýêâ
U
∆
, включенный последовательно с R
2
и соз-
дающий в данной схеме изменения
áý0
0,1Â
U
∆
= ±
(рис. 8).
Рис. 8
По отношению к этому источнику можно вычислить петлевую передачу
7
(
)
2
11
âõ
21 3
1
2
11
1
(0)
''
0,1 143 14,3
1
R
g
T
g
R R
R
R
g
||
=
⋅
||
=
⋅
=
+
||
.
Считая, что искомый коэффициент передачи – это коэффициент переда-
чи от источника нестабильности
ýêâ
U
∆
к коллекторному напряжению
êý
U
∆
,
а также учитывая, что
(
)
ê
êý
3
''
I
U
R R
∆ = ∆
||
, получаем
ê
ê
âõ
7,9ì À
0,5ì À
1
(0)
1 14,3
F
I
I
T
∆
±
∆
=
=
= ±
+
+
.
Как видно результирующая нестабильность коллекторного тока состав-
ляет величину, на порядок меньшую номинального значения тока коллектора
I
к0
= 5 мА, что вполне допустимо для работы.
Информация о работе Лекции по "Схемотехнике аналоговых устройств"