Усилитель звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом
Автор: Пользователь скрыл имя, 29 Марта 2013 в 18:12, курсовая работа
Описание работы
В процессе курсового проектирования выполняются обзор схемотехнических решений построения различных типов усилителей звуковой частоты, изучение принципа работы электронных схем, расчёт параметров каскадов усиления с учётом заданных исходных данных. Бестрансформаторные выходные каскады широко используются в современных системах усиления звуковых колебаний и позволяют обеспечить заданные качественные показатели.
Содержание
Введение.......................................................................................................................4
1.Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой
частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом........................................5
1.1. Особенности построения бестрансформаторных усилителей
звуковой частоты........................................................................................................5
1.2. Двухтактный бестрансформаторный усилитель с управлением
от фазоинверсного каскада....................,....................................................................9
1.3.Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности
с односигнальным управлением.............................................................................11
1.4. Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности
с питанием от двух источников...............................................................................12
1.5. Двухтактный усилитель мощности по схеме Дарлингтона............................13
2. Разработка принципиальной схемы усилителя звуковой частоты с
двухтактным бестрансформаторным оконечным каскадом..................................15
2.1. Описание структурной схемы усилителя.........................................................15
2.2. Описание принципиальной схемы усилителя.................................................16
3. Расчет принципиальной схемы усилителя звуковой частоты...........................24
3.1. Предварительный расчёт усилителя.................................................................24
3.2. Расчёт оконечного каскада усилителя..............................................................25
3.3. Расчёт предоконечного каскада........................................................................33
3.4. Расчёт предварительного каскада.....................................................................37
3.5. Расчёт входного каскада....................................................................................41
Заключение.................................................................................................................45
Список литературы....................................................................................................46
Приложение................................................................................................................47
Принципиальная схема..........................................................................,,,,...............48
Перечень элементов...............................................................................,,,,...............49
Работа содержит 1 файл
МОРДОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ
ИМЕНИ Н.П. ОГАРЕВА
Институт физики и химии
Кафедра радиотехники
Курсовая работа
по курсу:
"Схемотехника аналоговых электронных устройств"
на тему: «Усилитель звуковой частоты с двухтактным
бестрансформаторным выходным каскадом»
Студент 303 группы
Навлётов Р.Р.
Специальность
210302 «Радиотехника»
Обозначение курсовой работы
КР-2069965-210302-15-12
Руководитель работы
Витковский О. П.
Работа защищена___________
Оценка________
САРАНСК 2012
Мордовский государственный университет имени Н. П. Огарёва
Институт физики и химии
Задание на курсовую работу
Студент: Навлётов Р.Р.
1. Тема: «Усилитель звуковой частоты с двухтактным
бестрансформаторным выходным каскадом»
2. Срок представления работы к защите 20.12.2012 г.
3. Исходные данные для расчёта оконечного каскада
3.1. Тип каскада: двухтактный бестрансформаторный
3.2. Выходная мощность Р
вых
, Вт:
2
3.3. Сопротивление нагрузки R
н
, Ом:
4
3.4. Диапазон частот, Гц:
50-12000
3.5. Нелинейные искажения К
ни
, %:
2
3.6. Частотные искажения М
н
, М
в
:
1,2
4. Исходные данные для расчёта входного каскада
4.1. Источник сигнала: микрофон конденсаторный
4.2. Внутреннее сопротивление источника сигнала R
и
, кОм:
9
4.3. Входное напряжение U
вх
, мВ:
23
5. Содержание пояснительной записки
5.1. Обзор схемотехнических решений, анализ физических
процессов работы каскадов
5.2. Расчёт каскадов усилителя звуковой частот
Приложение
Дата выдачи задания: 11.09.2012 г.
Руководитель работы:
Витковский О. П.
Задание принял к исполнению:
Навлётов Р.Р.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дата
Лист
2
КР-2069965-210302-15-12
Разраб.
Навлётов Р.Р.
Провер.
Витковский О.П.
Реценз.
Н. Контр.
Утверд.
Усилитель звуковой частоты с
двухтактным
бестрансформаторным
выходным каскадом
Лит.
Листов
50
МГУ им. Н. П. Огарева
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
3
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
СОДЕРЖАНИЕ
стр.
Введение.......................................................................................................................4
1.Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой
частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом........................................5
1.1. Особенности построения бестрансформаторных усилителей
звуковой частоты........................................................................................................5
1.2. Двухтактный бестрансформаторный усилитель с управлением
от фазоинверсного каскада....................,....................................................................9
1.3.Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности
с односигнальным управлением.............................................................................11
1.4. Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности
с питанием от двух источников...............................................................................12
1.5. Двухтактный усилитель мощности по схеме Дарлингтона............................13
2. Разработка принципиальной схемы усилителя звуковой частоты с
двухтактным бестрансформаторным оконечным каскадом..................................15
2.1. Описание структурной схемы усилителя.........................................................15
2.2. Описание принципиальной схемы усилителя.................................................16
3. Расчет принципиальной схемы усилителя звуковой частоты...........................24
3.1. Предварительный расчёт усилителя.................................................................24
3.2. Расчёт оконечного каскада усилителя..............................................................25
3.3. Расчёт предоконечного каскада........................................................................33
3.4. Расчёт предварительного каскада.....................................................................37
3.5. Расчёт входного каскада....................................................................................41
Заключение.................................................................................................................45
Список литературы....................................................................................................46
Приложение................................................................................................................47
Принципиальная схема..........................................................................,,,,...............48
Перечень элементов...............................................................................,,,,...............49
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
4
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Введение
Электронные аналоговые устройства находят широкое применение в
различных областях науки и технике. Они применяются в системах
автоматического управления технологическими процессами, радиопередающих и
приёмных устройствах, телевизионной технике, в радиотрансляционных
сетях передачи звуковой информации, для озвучивания помещений и
площадей.
Усилители низкой частоты изготавливаются на дискретных элементах и
интегральных микросхемах. Как правило, они содержат несколько каскадов
усиления, в частности, оконечный, предварительный и входной каскад. В
качестве нагрузки применяются излучатели звуковых колебаний: акустические
системы (колонки), наушники (головные телефоны), пьезоэлектрические
звукосниматели и др.
В
процессе
курсового
проектирования
выполняются
обзор
схемотехнических решений построения различных типов усилителей звуковой
частоты, изучение принципа работы электронных схем, расчёт параметров
каскадов усиления с учётом заданных исходных данных. Бестрансформаторные
выходные каскады широко используются в современных системах усиления
звуковых колебаний
и позволяют
обеспечить заданные
качественные
показатели.
Особое внимание уделяется методам расчёта электронных схем с учётом
реализации заданных режимов работы каскадов по постоянному току. С целью
получения минимальных значений нелинейных искажений выходного сигнала
оконечного каскада при максимальном динамическом диапазоне, а также
реализации непосредственной связи с нагрузкой без применения выходного
трансформатора.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
5
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
1. Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой
частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом.
1.1. Особенности построения бестрансформаторных усилителей
звуковой частоты.
Наиболее важными параметрами усилителей мощности являются
эффективность передачи энергии в нагрузку, коэффициент полезного действия и
коэффициент нелинейных искажений. В многокаскадном усилителе звуковой
частоты усилитель мощности является оконченным каскадом, к которому
подключается нагрузка, например, громкоговоритель , а входной сигнал подается
от предварительного усилителя, согласованного по параметрам с оконечным
каскадом.
Известно, что условием передачи максимальной мощности в цепь нагрузки
является равенство ее сопротивления с выходным сопротивлением источника
сигнала. В ряде практических случаях возникает необходимость подключения
выходного каскада на низкоомную нагрузку порядка (4 - 15) Ом.
В связи с тем что КПД однотактных выходных каскадов в режиме А
меньше 0,5 в мощных выходных каскадах , часто используют двухтактные
выходные каскады . Значение КПД каскада в такой схеме составляет (0,6 - 0,7),
которое зависит также от ее режима работы . Двухтактный каскад содержит
обычно два усилительных элемента ( или четное число), работающих со сдвигом
во времени на половину периода . Каждый из них усиливает только одну
полуволну , положительную или отрицательную , напряжения сигнала.
Основным достоинством двухтактного каскада является возможность
использования экономического режима класса АВ без заметных нелинейных
искажений. Режим В характеризуется отсутствием постоянных токов смещения в
базовой , коллекторной и эмиттерной цепях транзисторов. В результате их
нелинейные свойства проявляются в полной мере, что обуславливает
значительные нелинейные искажения выходного сигнала, однако КПД каскада
здесь выше. В режиме класса АВ нелинейные свойства транзисторов проявляются
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
6
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
в меньшей степени благодаря протеканию начальных токов смешения в
указанных цепях. Двухтактные схемы компенсируют четные гармоники , так как
четные гармоники токов плеч изменяются синфазно и следовательно , взаимно
компенсируют друг друга . В результате уменьшаются нелинейные искажения
сигнала , однако, снижается КПД каскада благодаря увеличению потерь
энергии [ 1].
Данные каскады обладают малой чувствительностью к пульсациям
питающего напряжения . При пульсации питающего напряжения токи покоя
обоих плеч изменяются одинаково , и разность их продолжает оставаться
постоянной . По сравнению с однотактными двухтактные каскады допускают
более высокий уровень пульсаций, за счет чего удастся облегчить сглаживающий
фильтр.
Если двухтактный каскад выполнен на однотипных усилительных
элементах (транзисторах с одинаковой проводимостью), то их возбуждение,
ведется от источника двухфазного напряжения, получаемого от фазоинверсного
каскада или трансформатора , вторичная обмотка которого имеет вывод от
средней точки , соединенной с общим проводом. Каскад, содержащий
транзисторы р-n-р и n-р-n , возбуждается от источника однофазного напряжения,
т. е. от обычного однотактного каскада .
Двухтактные выходные каскады можно подразделить на каскады с
согласующими выходными трансформаторами и бестрансформаторные выходные
каскады Универсальным элементом схемы, позволяющим согласовать в широком
диапазоне выходные параметры усилителя с нагрузкой является трансформатор. В
зависимости от соотношения числа витков его первичной
1
w
, и вторичной
2
w
обмоток можно трансформировать (преобразовать) величину сопротивления
нагрузки R
H
, подключенной к вторичной обмотке, в первичную обмотку R`
H
с
заданным коэффициентом :
Н
Н
R
n
R
2
"
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
7
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
где
2
1
/ w
w
n
- коэффициент трансформации . Таким образом в
трансформаторных каскадах удастся , как правило, получать лучшее согласование
каскада и нагрузки, а также повышенную температурную стабильность. Они
являются классическими схемами, обеспечивающими получение большой
мощности В выходных каскадах с трансформаторной связью транзисторы чаще
всего включают по схеме с ОЭ и ОБ . Их недостаток наличие громоздких
трансформаторов , которые увеличивают вес и габариты и значительные
частотные и нелинейные искажения, вносимые трансформатором несмотря на то
что содержание четных гармоник в выходном сигнале у двухтактных каскадов
существенно понижено. Схемы с трансформаторами не способны пропустить
широкую полосу частот , а за счет больших фазовых сдвигов затрудняется или
становится невозможным применение глубокой обратной связи [1].
Поэтому стремятся обеспечить согласование указанных цепей без
применения трансформатора, на основе современных схемотехнических решений.
В каждом конкретном случае подходы к решению данной задачи весьма
разнообразны. Например, при низкоомной нагрузке с относительно малым
напряжением необходимо обеспечить значительное усиление сигнала по току для
получения заданной мощности . Тогда целесообразно применить усилитель ,
выполненный по схеме ОК , выбрать транзисторы с коллекторным током
соответствующим току в цепи нагрузки и использовать источник питания Е
к
с
напряжением примерно равным амплитудному значению максимально
возможного напряжения на нагрузке
МАК
ВЫХ
U
.
в полном динамическом диапазоне:
)9,
0..
8,
0
/(
.МАК
ВЫХ
K
U
E
Указанная взаимосвязь обеспечивает, в бестрансформаторных выходных
каскадах, единственную возможность изменять выходную мощность при
заданном значении R
H
, так как:
Н
m
вых
н
вых
R
U
P
2
2
.
.
.
где U
вых.m
- амплитуда напряжения сигнала на нагрузке .
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
8
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Бестрансформаторные схемы позволяют осуществлять непосредственную
связь между каскадами (без разделительных конденсатов и трансформаторов) и в
связи с тем, что не содержат частотно зависимые элементы в цепях между
каскадами можно вводить отрицательную обратную связь по постоянному току,
при которой уменьшается количество элементов и улучшается стабильность
режима работы . Имеют хорошие частотные и амплитудные характеристики. При
этом обеспечение устойчивости усилительного устройства может быть достигнуто
введением простейших корректирующих цепей. Кроме того, напряжение
источника питания транзисторов мало, что с точки зрения техники безопасности
опять-таки
оказывается
благоприятным
для
использования
,
бестрансформаторных
схем.
Немаловажным
является
и
то
что
бестрансформаторные каскады легко реализовать в интегральном исполнении.
Существует несколько схем построения бестрансформаторных каскадов:
-
схема с однофазным напряжением и с питанием от двух источников;
-
схема с однофазным напряжением и с питанием от одного источника;
-
схема с двухфазным напряжением и с питанием от двух источников;
Наиболее распространенными среди этих схем являются схемы
питающиеся от одного источника питания. Недостатком схем с двумя
источниками питания является то, что в плечах каскада необходимо использовать
стабильные источники питания для обеспечения одинаковых параметров плеч, а
также применение двух источников увеличивает экономические расходы . Схема с
однофазным напряжением в данном случае является наиболее оптимальной, здесь
допустим небольшой разброс параметров плеч , но за счет снижения
динамического диапазона. Недостаток : конденсатор, который необходимо
включить в цепь нагрузки, вносит дополнительные частотные искажения.
Более мощные оконечные каскады выполняют по двухтактной схеме
усиления, когда транзисторы работают в противофазе на общую нагрузку и
каждый из них усиливает только одну полуволну, положительную или
отрицательную, напряжения сигнала. Значение КПД каскада в такой схеме
составляет 0,6 0,7, которое зависит также от ее режима работы
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
9
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Разработаны и другие более эффективные способы и схемные решения
построения выходных каскадов усилителей мощности с высоким КПД на основе
следящих систем с импульсной модуляцией [1].
1.2. Двухтактный бестрансформаторный усилитель с управлением от
фазоинверсного каскада.
Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с управлением от
фазоинверсного каскада приведена на рис 1.1.
Рис. 1.1. Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с управлением от
фазоинверсного каскада.
В данной схеме управление осуществляется противофазными входными
сигналами через разделительные конденсаторы
P1
С
и
P2
C
от фазоинверсного
каскада. Резисторы
4
1
R
R
используются в качестве делителей напряжения для
формирования постоянных потенциалов на базах транзисторов и реализации
режима класса АВ. Базовые токи смещения задаются не только в соответствии с
выбранным режимом работы, но и с учетом равенства эквивалентных
сопротивлений транзисторов между выводами коллектор – эмиттер в режиме
покоя. Для этого предусмотрена подстройка схемы с помощью потенциометров R
5
и R
6
. Тогда постоянное напряжение в точке соединения эмиттера и коллектора
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
10
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
транзисторов VT1 и VT2 можно установить равным
к
Е
/ 2. В этом случае
конденсатор С зарядится с указанной на схеме полярностью через сопротивление
н
R
также до половины значения
к
Е
. Емкость этого конденсатора выбирается
достаточно большой, так как при малом сопротивлении
н
R
постоянная времени
цепи
= С
н
R
будет определять величину искажений на нижней частоте диапазона.
Если частотные искажения
н
M
, вносимые конденсатором С, заданы, то его
емкость определяется выражением:
1
М
2
10
2
н
н
6
fR
С
, мкФ.
Емкости разделительных конденсаторов
P1
С
и
P2
C
можно найти по
выражению, аналогичному в схеме ОЭ, если известны значения
вых
R
фазоинверсного предварительного усилителя и
вх
R
выходного каскада. Эти
сопротивления несложно определить, используя изложенную ранее методику
анализа схем, учитывая, что транзистор VT2 включен по схеме ОЭ, а VT1 по схеме
ОК. Поскольку в указанных схемах коэффициенты усиления по напряжению
различны, необходимо построить фазоинверсный каскад таким образом, чтобы на
вход
1
вх
U
подавлялось напряжение сигнала больше по величине, чем на вход
2
вх
U
.
Их отличие определяется условием равенства амплитудных значений напряжений
разных полуволн на нагрузке при синусоидальном входном сигнале.
Как показано на рис. 1.1, в интервале времени положительной полуволны
напряжения на базе транзистора VT1 и отрицательной полуволны на VT2 первый
транзистор открывается из-за возрастающего базового тока, а второй закрыт, так
как его базовый ток равен нулю. В результате конденсатор С получает
дополнительный заряд по сравнению с режимом постоянного тока от источника
питания через открытый транзистор VT1 и сопротивление
н
R
, направление тока в
нагрузке показано стрелкой. После изменения полярности напряжения входных
сигналов закрывается транзистор VT1 и открывается VT2. При этом заряженный
конденсатор С выполняет роль второго источника питания, создавая ток в цепи
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
11
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
нагрузки противоположного направления.
Пульсации напряжения
на
конденсаторе невелики, если на нижней частоте рабочего диапазона
c
X
<<
н
R
[ 1].
1.3 Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности с
односигнальным управлением.
Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с односигнальным
управлением приведена на рис.1.2. Здесь нагрузка подключена также через
конденсатор С, однако здесь нет необходимости в двух противофазных входных
сигналах благодаря применению различных типов транзисторов p-n-p и n-p-n.
Рис. 1.2. Схема двухтактного бестрансформаторного усилителя с односигнальным
управлением.
Класс АВ обеспечивается резистивным делителем
4
1
R
R
. Усилитель
мощности выполнен по схеме ОК, поэтому его входное сопротивление достаточно
велико, а ток в цепи делителя
д
I
можно выбрать небольшим, что позволяет
увеличить резисторы
1
R
и
4
R
в отличие от схемы ОЭ. В результате протекания
тока делителя на сопротивлениях
2
R
и
3
R
выделяется постоянное напряжение,
которое создает прямой ток смещения через переходы база-эмиттер транзисторов.
Сопротивления этих резисторов равны и выбираются такой величины, чтобы с
одной стороны на них не создавалось заметного падения напряжения входного
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
12
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
сигнала, а с другой обеспечивался заданный режим работы схемы по постоянному
току. Совместить выполнение указанных требований можно, варьируя величиной
тока делителя, однако при этом будет изменяться входное сопротивление каскада.
При настройке схемы соотношение сопротивлений резисторов
2
R
и
3
R
может
измениться в небольших пределах[ 1].
1.4. Двухтактный бестрансформаторный усилитель мощности
с питанием от двух источников.
В схеме рис. 1.3 конденсатор С исключен путем применения двух
источников питания.
Рис. 1.3. Схема двухтактного бестрансформаторного каскада с питанием от двух
источников.
Это необходимо для повышения мощности выходного каскада, так как
приходится увеличивать емкость конденсатора С для сохранения в заданных
пределах частотных искажений, что увеличивает массу и габариты устройства. На
схеме сопротивление
н
R
непосредственно включено в общую эмиттерную цепь
транзисторов относительно общей точки. Такое включение может привести к
возникновению постоянного тока в цепи нагрузки и нелинейным искажениям
выходного напряжения. Для устранения этих искажений необходимо использовать
близкие по своим параметрам транзисторы и выполнить настройку схемы таким
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
13
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
образом, чтобы при одинаковых напряжениях источников питания получить
равенство эквивалентных сопротивлений транзисторов между выводами
коллектор-эмиттер в режиме покоя[ 1].
1.5. Двухтактный усилитель мощности по схеме Дарлингтона.
На практике широко применяется схема Дарлингтона, приведенная на рис.1.4.
Рис. 1.4. Двухтактный усилитель мощности, выполненный по схеме Дарлингтона.
Данная схема усилителя отличается от рассмотренных выше тем, что при
однотипных выходных транзисторах сохраняет возможность односигнального
управления. На схеме обозначения транзисторов соответствуют интегральному ее
исполнению. Транзисторы VT1 и VT2 – разного типа проводимости и
представляют собой комплементарную пару, которые управляют выходными
транзисторами VT3 и VT4 одного типа. Одно плечо выходного каскада выполнено
на составных транзисторах VT1 и VT3. Такое включение позволяет получить
большой коэффициент усиления по току, примерно равный
2
, и высокое входное
сопротивление, однако коэффициент усиления по напряжению
U
K
< 1. Другое
плечо, выполненное на транзисторах VT2 и VT4, называется композитная пара или
композитный повторитель, имеет аналогичные параметры с первым плечом,
поэтому уровни входных сигналов разных плеч примерно равны. Работа данного
каскада в классе АВ обеспечивается с помощью последовательной цепи из
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
14
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
резисторов
1
R
,
2
R
и диодов VD1, VD2. Резисторы выбираются равными по
величине с учетом двух условий: ток делителя выбирается равным
бп
д
)5
3(
I
I
,
где
бп
I
– постоянная составляющая тока в базовых цепях транзисторов VT1 и VT2;
постоянный ток в цепи диодов
дп
I
задается таким образом, чтобы его точка покоя
П перемещалась в приделах линейной области их вольт-амперных характеристик,
как показано на рис. 1.5. Пределы перемещения точки покоя определяются
размахом тока сигнала, который равен
m
I
д
2
, при этом размах напряжения на
диодах будет
m
U
д
2
. Необходимое напряжение смещения на базах транзисторов
(рис. 1.4) задается числом последовательно включенных диодов. Благодаря
малому динамическому сопротивлению диодов напряжение входного сигнала
вх
U
передается практически полностью на базы транзисторов.
Для выполнения настройки схемы в режиме покоя можно включить
последовательно с
1
R
или
2
R
подстрочный потенциометр и установить нулевой
потенциал в точке А. При этом напряжение на базе VT1 должно быть
положительное относительно общей точки, а напряжение на базе транзистора
общей точки, а напряжение на базе транзистора VT2 – отрицательное. В данном
усилителе предъявляются жесткие требования к равенству и стабильности
напряжений источников питания, так как их взаимные изменения приводят к
нарушению настройки и появлению постоянного тока в цепи нагрузки[ 1].
Рис. 1.5. Графическое построение выбора режима работы диодов.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
15
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
2. Разработка принципиальной схемы усилителя звуковой частоты с
двухтактным бестрансформаторным оконечным каскадом.
2.1. Описание структурной схемы усилителя.
Структурная схема данного усилителя приведена на рис. 2.1 и составлена с
учётом предварительного расчёта усилителя.
Рис.2.1. Структурная схема УЗЧ с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом.
Структурная схема усилителя звуковой частоты с двухтактным
бестрансформаторным
выходным
каскадом
содержит:
входной,
предварительный, предоконечный и оконечный каскады усиления; источник
питания Е
К
; источник входного сигнала.
Источник питания Е
К
служит для питания схем всех каскадов заданным
напряжением c малыми пульсациями. В качестве источник сигнала служит
конденсаторный микрофон с высоким внутренним сопротивлением. Поэтому
входной каскад выполнен по схеме ОК. Данный каскад является буферным и
обеспечивает согласование высокого внутреннего сопротивления источника
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
16
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
сигнала и относительно малого сопротивления нагрузки предварительного
каскада усиления и обеспечивает усиление сигнала по току и по мощности.
Предварительный каскад усилителя выполнен по схеме ОЭ, так как он
обеспечивает значительное усиление сигнала по току, напряжению и
максимальное усиление сигнала по мощности. Данный каскад выполняет
функцию согласования нагрузки
входного каскада с предоконечным
каскадом усиления. С учётом нагрузочной способности этого каскада для его
реализации выбран более мощный транзистор.
Предоконечный каскад УЗЧ выполнен по схеме ОЭ и обеспечивает
значительное усиление сигнала по току, напряжению и максимальное усиление
по мощности. Данный каскад выполняет функцию согласования нагрузки
предварительного каскада с оконечным каскадом усиления.
Оконечный каскад выполнен по схеме с односигнальным управлением и
предполагает применение транзисторов с различными типами проводимости.
Он согласуется по входу с предоконечным каскадом усиления. Выполнен по
схеме с общим коллектором с применением диодов во входной цепи вместо
резисторов с целью уменьшения падения напряжения сигнала на их
относительно малых динамических сопротивлениях. Обеспечивает усиление
сигнал по току.
2.2. Описание принципиальной схемы усилителя.
Принципиальная схема усилителя звуковой частоты с двухтактным
бестрансформаторным
выходным
каскадом
содержит:
входной,
предварительный, предоконечный и оконечный каскады усиления. Данная
схема приведена на рис.2.2. и составлена с учётом предварительного расчёта
усилителя.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
17
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Рис.2.2. Принципиальная схема УЗЧ с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
18
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Входной каскад. Входной каскад выполнен на транзисторе VT1 по схеме
ОК. Принципиальная схема каскада приведена на рис.2.2. Здесь коллекторный
вывод является общим относительно входных и выходных зажимов, так как по
цепи переменного тока коллектор имеет нулевой потенциал благодаря
пренебрежимо малому внутреннего сопротивления источника питания.
Отличительной особенностью данной схемы является наличие ООС по
току, которая создается благодаря включению сопротивления нагрузки в
эмиттерную цепь транзистора. В диапазоне средних частот сопротивление этой
нагрузки равно
н
3
н
|| R
R
R
, так как влиянием конденсатора
2
С
можно
пренебречь. В этом случае фаза напряжения входного сигнала
вх
U
совпадает с
фазой базового и эмиттерного токов транзистора. Действие ООС состоит в том,
что изменение мгновенного значения сигнала
вх
U
на базе транзистора
относительно общей точки приводит к пропорциональному изменению
напряжения
эос
u
обратной связи на его эмиттере, при этом
эос
u
=
вых
u
. Сигналы
вх
u
и
вых
u
изменяются синфазно относительно общей токи, в результате
напряжение
бэ
u
на выводах база-эмиттер транзистора равно разности
вх
= u
u
бэ
–
вых
u
. В связи с этим справедливо неравенство
вых
u
<
вх
u
, т. е. коэффициент
усиления каскада по напряжению меньше единицы. Кроме этого ООС
приводит к уменьшению переменной составляющей базового тока, что
обусловливает высокое входное сопротивление
вх
r
базовой цепи транзистора.
Усиление сигнала по току обеспечивается свойствами транзистора, в
частности коэффициентом передачи базового тока в эмиттерную цепь
1
э
б
I
I
. Коэффициент усиления по току всего каскада
I
K
вх
н
/ I
I
меньше
значения 1 +
, так как часть входного тока ответвляется в цепь делителя
1
R
и
2
R
, а часть тока эмиттера ответвляется в сопротивление
3
R
.
Благодаря высокому входному сопротивлению
вх
r
можно получить
коэффициент усиления каскада ОК по току значительно больше, чем в схеме
ОЭ, если увеличить сопротивления резистивного делителя
1
R
и
2
R
. Это
позволит уменьшить ток в цепи делителя и соответственно входной ток I
ВХ
от
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
19
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
источника сигнала. При этом постоянное напряжение на базе транзистора не
изменится, если ток смещения в базовой цепи останется пренебрежимо малым
по сравнению с током в цепи делителя. Каскад ОК отличается также
относительно малым выходным сопротивлением, что позволяет подключить к
его выходу низкоомную нагрузку.
Изложенные свойства усилителя являются основанием для его
практического применения в качестве согласующего (буферного) каскада в тех
случаях, когда источник сигнала имеет высокое внутреннее сопротивление при
малом значении сопротивления нагрузки. Непосредственное подключение
нагрузки к такому источнику неэффективно, поскольку бóльшая часть
напряжения источника сигнала будет падать на его внутреннем сопротивлении
и малая часть на сопротивлении нагрузки. В результате мощность сигнала на
нагрузке окажется недостаточной [1].
В данном каскаде разделительные конденсаторы
1
C
и
2
C
необходимы
для предотвращения протекания постоянного тока соответственно в цепях
источника сигнала и нагрузки. Резисторы R1 и R2 образуют резистивный
делитель напряжения и предназначены для задания рабочей точки транзистора
VT1, причем для повышения входного сопротивления резистор R2 можно
исключить. Резистор R3, включенный в эмиттерную цепь транзистора VT1,
создает изменяющееся напряжение в выходной цепи.
Предварительный и предоконечный каскады. Предварительный
каскад выполнен на транзисторе VT2 по схеме с ОЭ. Данный каскад широко
применяется для усиления электрических сигналов по току, напряжению и
мощности. На рис.2.2. приведена принципиальная схема усилителя ОЭ, в
котором эмиттерный вывод транзистора является общим в цепи переменного
тока для входного и выходного сигналов.
Основным элементом каскада является биполярный транзистор VT2. В
его базовой цепи протекает ток от источника сигнала относительно малой
величины, который управляет в
раз большим током коллектора и в
)
1(
раз
большим током эмиттера, где
б
dI
dI /
к
– дифференциальный коэффициент
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
20
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
усиления транзистора по току. Значение
может изменяться для разных типов
транзисторов от десятков до сотен. Другим свойством транзистора,
обеспечивающим усиление напряжения входного сигнала, является высокое
сопротивление его коллекторного перехода
)э
(
к
r
. Поэтому в схеме замещения
усилительного каскада коллекторная цепь транзистора отображается
управляемым источником заданного тока
б
Iβ
с внутренним сопротивлением
)э
(
к
r
, равным для схемы с общим эмиттером нескольким десяткам кОм [1].
Если пренебречь влиянием конденсаторов
)э
(к
С
,
4
C
и
н
C
в диапазоне
средних частот, то с увеличением сопротивления
н
к
~
н
|| R
R
R
до определенного
значения, при котором соблюдается неравенство
н
)э
(
к
R
r
, не произойдет
существенного снижения коллекторного тока сигнала. Это приведет к
увеличению падения напряжения сигнала на этом сопротивлении и
соответственно к возрастанию коэффициента усиления каскада по напряжению
г
вых
/
K
e
U
U
.
В схеме замещения
)э
(к
С
– емкость коллекторного перехода,
б
r
= 100 400 Ом
отображает объемное сопротивление базы биполярного транзистора,
э
r
25
Ом – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода,
б
R
=
4
R
||
5
R
–
сопротивление резистивного делителя по переменному току.
При анализе работы принципиальной схемы следует иметь в виду, что
транзистор можно представить
как
управляемое входным сигналом
линейное эквивалентное сопротивление
эт
R
относительно выводов коллектор-
эмиттер. Образованный делитель напряжения питания
к
E
из сопротивлений
эт
R
и
~
н
R
обеспечивает изменение напряжения на коллекторе по закону
входного сигнала, т. е. энергия источника питания преобразуется в энергию
выходного сигнала. Сопротивление резистора
7
R
здесь не учитывается, так как
на средних и высоких частотах оно шунтируется конденсатором
3
С
.
Включение в эмиттерную цепь резистора
7
R
создает отрицательную
обратную связь (ООС) по постоянному току, которая стабилизирует ток в
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
21
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
указанной цепи, а следовательно положение точки покоя при различных
возмущающих воздействиях, обусловленных колебаниями температуры
окружающей среды, нестабильностью напряжения источника питания,
изменениями параметров элементов схемы и другими факторами. Принцип
действия ООС состоит в следующем – с ростом эмиттерного тока возрастает
падение напряжения на
7
R
, это приводит к увеличению потенциала эмиттера
относительно общей точки при неизменном потенциале базы, заданным
резистивным делителем напряжения
4
R
и
5
R
, в результате уменьшается
разность потенциалов база-эмиттер, что препятствует возрастанию базового и
эмиттерного токов. С увеличением
7
R
возрастает эффективность действия
ООС и повышается стабильность работы каскада, однако увеличиваются
потери энергии в схеме [1].
Конденсатор С3 шунтирует резистор R7 по переменному току, исключая
тем самым проявление ООС в каскаде по переменным составляющим.
Отсутствие конденсатора С3 привело бы к уменьшению коэффициентов
усиления. Резистор R6, включенный в коллекторную цепь транзистора VT2,
создает изменяющееся напряжение в выходной цепи.
Предоконечный каскад выполнен на транзисторе VT3 по схеме с ОЭ.
Выполняет
функцию
согласования
нагрузки
входного каскада
с
предоконечным каскадом усиления. Принцип работы и назначение элементов
данного каскада аналогичны предварительному каскаду усиления.
Оконечный каскад. Оконечным каскадом в данном УЗЧ является
двухтактный усилитель мощности с бестрансформаторной связью. Усилитель
мощности выполнен по схеме ОК, поэтому имеет высокое входное и
относительно низкое выходное сопротивления. Выходные каскады с
бестрансформаторным выходом широко используются в современных
транзисторных
усилителях.
Появление
мощных
транзисторов
и
электролитических конденсаторов с емкостями в несколько тысяч микрофарад
привело к разработке мощных УНЧ, способных работать без выходных
трансформаторов даже на такую низкоомную нагрузку, какой являются
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
22
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
современные динамические громкоговорители.
Бестрансформаторные выходные каскады экономичны, имеют малые
габариты и массу, широкий диапазон частот. Недостатки этих каскадов –
небольшие выходная мощность и коэффициент усиления по мощности (по
сравнению с трансформаторными каскадами), а также относительно невысокая
термостабильность.
Известно
большое
количество
разнообразных
схем
бестрансформаторных выходных
каскадов,
отличающихся
по
типу
проводимости транзисторов, способам их включения, режиму работы (АВ и В),
а также по виду связи выходного каскада с предыдущим каскадом и с
нагрузкой. Высокие качественные показатели имеют каскады, в которых
используются транзисторы различного типа проводимости (р – n – p или n – р –
n) с достаточно близкими значениями параметров (комплементарные пары).
Возможно также применение транзисторов одного типа проводимости, однако
при этом следует принимать специальные меры для устранения возможной
несимметрии плеч каскада [2].
Принципиальная схема каскада, приведена на рис.2.2. Она выполнена на
транзисторах разных типов проводимости с применением диодов во входной
цепи вместо резисторов с целью уменьшения падения напряжения сигнала на
их относительно малых динамических сопротивлениях. Режим работы
выходного каскада по постоянному току класса АВ задается с помощью
указанных диодов VD1, VD2 и резисторов R12, R13. Значения резисторов
выбираются такими, чтобы обеспечивать ток смещения в базовых цепях
транзисторов VT4 и VT5 в соответствии с выбранной точкой покоя на их
входных вольтамперных характеристиках (ВАХ) при условии получения
минимальных нелинейных искажений выходного сигнала [4].
В соответствие с физикой работы двухтактного выходного каскада в
эквивалентные сопротивления транзисторов между выводами коллектор-
эмиттер равны, поэтому можно считать, что постоянное напряжение в точке А
приведенной схемы определяется выражением:
2
К
А
E
U
.Кроме этого
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
23
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
принимается,
что параметры диодов
и транзисторов
отличаются
незначительно, поэтому каскад работает в симметричном режиме.
Емкость разделительного конденсатора
7
C
выбирается такой величины,
чтобы выполнялось условие:
Н
С7
R
X
, где
С7
X
– реактивное сопротивление
конденсатора, а
Н
f - наименьшая частота входного сигнала. В этом случае
частотные искажения выходного сигнала
Н
М будут относительно малы, так же
как и пульсации переменного напряжения на обкладках
7
C
.
В режиме покоя, когда отсутствует входной сигнал конденсатор
7
C
заряжается от источника питания до значения
2
К
C7
E
U
и напряжение на
нем сохраняется практически неизменным при подаче входного сигнала.
Поэтому можно считать, что емкость данного конденсатора выполняет
функцию второго источника питания.
В данном каскаде разделительные конденсаторы
6
C
и
7
C
необходимы
для предотвращения протекания постоянного тока соответственно в цепях
источника сигнала и нагрузки. Транзисторы VT4 и VT5 являются
комплементарными, так как имеют разную проводимость и идентичные
параметры. Резисторы R12 и R13 выбираются равными по величине.
Необходимое напряжение смещения на базах транзисторов VT4 и VT5 задается
числом последовательно включенных диодов. По сравнению с резисторами,
диоды обладают малым динамическим сопротивлением. Поэтому напряжение
входного сигнала
вх
U
передается практически полностью на базы
транзисторов.
Нагрузка
Rн
подключена к выходу каскада через
разделительный конденсатор С7.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
24
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
3. Расчет принципиальной схемы усилителя звуковой частоты.
3.1. Предварительный расчет усилителя.
Исходными данными для предварительного расчета: мощность на
выходе
Вт
P
2
вых
; сопротивление нагрузки
Ом
R
4
н
, амплитудное значение
входного напряжения U
вхm
=23мВ, тип источника сигнала – микрофон
конденсаторный, внутреннее сопротивление источника сигнала R
ист
=9кОм,
диапазон частот
)
12000
50
(
в
н
Гц
f
f
.
1. С учётом исходных данных выбираем в качестве источника сигнала
конденсаторный микрофон МКЭ-332А. В качестве нагрузки выбираем
громкоговоритель типа 2ГД-38 ( с параметрами: номинальная мощность
Вт
P
2
ном
, номинальное сопротивление
Ом
R
4
ном
, диапазон частот
Гц
)
12500
50
(
)
.
2. Находим мощность сигнала на входе усилителя. При этом учитываем,
что наибольшую мощность источник тока отдает в цепь нагрузки в том случае,
когда
сопротивление
нагрузки
оказывается
равным
внутреннему
сопротивлению источника тока [2].
Вт
R
U
P
И
вх
8
3
2
3
2
вых
10
47
,1
10
9
4
)
10
23
(
4
3. Определяем коэффициент усиления по мощности всего усилителя:
6
8
10
136
10
47
,1
2
вх
вых
Р
Р
Р
К
4. Выражаем коэффициент по мощности в децибелах:
3,
81
10
136
lg
10
lg
10
6
]
[
Р
дБ
Р
К
К
дБ
5. Определяем ориентировочное число каскадов m и составляем
структурную схему усилителя. При этом можно считать, что каждый каскад
усилителя при включении транзистора по схеме с ОЭ может обеспечить
усиление примерно на 20 дБ. Тогда
4
065
,4
20
3,
81
20
]
[
дБ
Р
К
m
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
25
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
3.2. Расчет оконечного каскада усилителя.
Принципиальная схема двухтактного бестрансформаторного оконечного
каскада усилителя представлена на рис. 2.2.
Исходными данными для расчета данного каскада являются: мощность на
выходе
Вт
P
2
вых
; сопротивление нагрузки
Ом
R
4
н
, диапазон частот
)
12000
50
(
в
н
Гц
f
f
допустимые
значения
коэффициента
частотных
искажений
2,
1
н
M
;допустимый коэффициент нелинейных искажений
%
2
г
K
.
1. Определяем величину напряжения источника питания
В
R
P
E
9
1
4
2
8
1
8
н
вых
к
Выбираем значение напряжения источника питания 12 В.
2. Определяем амплитудное значение напряжения сигнала на нагрузке
В
R
P
U
4
4
2
2
2
н
вых
выхm
3. Находим амплитудное значение тока в цепи нагрузки
А
P
I
1
4
2
2
R
2
н
вых
выхm
4. Вычисляем максимальную мощность, рассеиваемую коллекторным
переходом каждого транзистора
Вт
R
E
P
913
,0
75
,
157
144
4
86
,9
4
12
4
2
н
2
2
кmax
5. По полученным значениям
к
E ,
кmax
P
,
выхm
кmax
I
I
и заданному
значению верхней частоты диапазона
в
f выбираем параметры транзисторов
VT1 и VT2. Допустимые значения выбранных элементов по току, напряжению
и мощности должны превышать расчетные, а именно:
к
кэдоп
E
U
;
кmax
кдоп
P
P
;
эmax
кдоп
I
I
;
20
min
21
h
. Выбираем транзисторы VT4- КТ815А
(тип проводимости n-p-n) и VT5- КТ814А (тип проводимости p-n-p).
6. Находим максимальное расчетное значение тока сигнала в базовых
цепях транзисторов выходного каскада, учитывая что для данной схемы
каскада с ОК справедливо равенство
эпmax
выхm
I
I
:
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
26
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
мА
h
I
I
6,
47
20
1
1
1
min
21
эпmax
бпmax
7. Выполняем на листе формата А4 построение результирующей входной
вольт-амперной характеристики транзисторов
бэ
б
U
F
I
с учетом
реализации режима работы класса АВ (Рис.3.3.). При этом принимаем
допущения, полагая, что комплементарная пара транзисторов КТ814А и
КТ815А имеют одинаковые параметры и вольт-амперные характеристики.
Токи смещения в базовых цепях транзисторов принимаются равными
бэп2
бэп1
бэп
I
I
I
. Значения этих токов определяются в процессе графических
построений, целью которых является получение максимально линейной
результирующей ВАХ транзисторов. В данном случае
мА
I
5
бп
8. Определяем приближенно минимальное и среднее значение тока
сигнала в цепи эмиттера:
А
I
I
02
,0
1
02
,0
)
05
,0
0,02
(
эпmax
эпmin
;
А
I
I
I
49
,0
2
02
,0
1
2
эпmin
эпmax
эпср
9. По известным значениям базовых токов смещения определяем по
графику напряжения смещения
В
U
8,
0
U
U
бэп
бэп2
бэп1
.
10.Определяем ток
д
I
в цепи диодов делителя напряжения, выполненного
на резисторах R12 и R13
мА
I
k
I
4,
71
6,
47
5,
1
бпmax
д
где k = 1,5 – коэффициент запаса, обеспечивающий работу диодов в
линейной области характеристик при подаче входного сигнала.
11. Выбираем по справочнику параметры диодов VD1 и VD2:
DП1
U
,
DП2
U
.
При этом учитываем, что постоянные падения напряжения на диодах и
эмиттерных переходах транзисторов должны быть равны
мА
I
100
дmax
,
В
U
100
обр
. Выбираем диоды VD1 и VD2 – КД106А.
12. Определяем постоянный ток смещения в цепи резисторов R12 и R13
мА
I
I
I
4,
76
5
4,
71
бп
д
R
,
где
R13
R12
R
I
I
I
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
27
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
13. Находим значения сопротивлений R12 и R13 делителя напряжения
Ом
I
U
U
E
R
R
99
,
71
10
4,
76
2
)5
,0
5,
0(
12
2
)
(
13
12
3
R
DПП
DПП
К
Выбираем резисторы МЛТ 75 Ом
5% 0,5 Вт
14. Определяем входное динамическое сопротивление транзисторов по
переменному току, для этого на результирующей ВАХ (рис.3.3) находим
бэд
U
по известному значению
бпmax
I
в точке 3:
Ом
I
U
R
89
,1
10
47,6
09
,0
3-
бпmax
бэд
вхд
15. Определяем входное сопротивление каскада по переменному току
Ом
R
R
h
r
R
R
R
h
r
R
R
б
б
12
,
32
19
,
261
375
,
8388
)
89
,1
4
)(
20
1(
100
5,
37
)
89
,1
4
)(
20
1(
100
5,
37
)
)(
1(
)
)(
1(
вхд
н
min
21
б
вхд
н
min
21
б
вх
где
Ом
R
R
R
R
R
5,
37
75
75
75
75
13
12
13
12
б
,
Ом
r
б
100
- сопротивление базовой
области транзистора.
16. Определяем максимальное значение напряжения на входе каскада:
В
U
U
U
89
,4
89
,0
4
бэmax
выхm
вхпmax
17. Рассчитываем максимальное значение тока сигнала на входе каскада:
мА
R
U
I
24
,
152
12
,
32
89
,4
вх
вхпmax
вхпmax
18. Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада:
Вт
I
U
P
37
,0
2
10
24
,
152
89
,4
2
3
вхпmax
вхпmax
вх
19.Определяем коэффициент усиления каскада по мощности
4,
5
37
,0
2
P
P
вх
вых
р
К
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
28
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Рис.3.1. Построение нагрузочной прямой на выходных характеристиках
транзистора КТ815А
Рис.3.2. Построение входной динамической характеристики транзистора КТ815А
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
29
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Рис.3.3. Построение результирующей входной динамической характеристики
транзисторов в режиме класса АВ
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
30
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
20. Вычисляем коэффициент нелинейных искажений каскада. Для этого
строим сквозную динамическую характеристику каскада с общим коллектором
– график зависимости тока эмиттера
э
I
, от напряжения эквивалентного
генератора входного сигнала
г
E
. В данном случае источником сигнала для
выходного каскада является предварительный усилитель с определенным
выходным сопротивлением
и
R
. Динамическая характеристика строится с
использованием результирующей входной ВАХ транзисторов, приведенной на
рис.3.3, в определенной последовательности:
а) задаемся выходным сопротивлением предварительного усилителя
И
R
,
обеспечивая его согласование с оконечным каскадом
Ом
12
,
32
R
R
вх
и
;
б) определяем минимальное и среднее значение токов сигналов в базовых
цепях транзисторов:
мА
I
I
476
,0
6,
47
01
,0
)
0,05
,01
0(
бпmax
бпmin
,
мА
I
I
I
24
2
476
,0
6,
47
2
бпmin
бпmax
бпср
;
в) отмечаем точками на характеристике, найденные значения базовых
токов
бпmax
I
,
бпср
I
,
бпmin
I
и, опуская перпендикуляр на ось абсцисс, находим
величины напряжений
В
U
69
,0
бэmax
,
В
U
85
,0
бэср
,
В
U
89
,0
бэmin
;
г) определим напряжение эквивалентного генератора для трех найденных
значений токов и напряжений, по выражениям:
Г1
E
В
U
R
I
705
,0
69
,0
12
,
32
10
476
,0
3
бэmin
и
бпmin
Г2
E
В
U
R
I
62
,1
85
,0
12
,
32
10
24
3
бэср
и
бпср
Г3
E
В
U
R
I
42
,2
89
,0
12
,
32
10
6,
47
3
бэmax
и
бпmax
В
E
E
E
55
,1
2
705
,0
42
,2
2
Г1
Г3
Г2
Значение
Г2
E
вычисляем для графических построений, определение
значения
эрср
I
и расчета нелинейных искажений. При этом учитываем
зависимости: если
эпср
эпср
I
I
и
0
эпmin
I
, то коэффициент гармоник уменьшается
0
г
K
.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
31
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Построение графика
г
э
E
f
I
выполняем по результатам расчета
приведенным в таблице 1.
Таблица 1.
Обозначение точек
1
2
3
б
I
, мА
0,476
24
47,6
э
I
, А
0,02
0,5
1
г
E
, В
0,705
1,55
2,42
Рис.3.4. График зависимости тока в эмиттерной цепи транзисторов от напряжения
эквивалентного генератора
21. Определяем по графику сквозной характеристики среднее значение
тока
А
I
5,
0
эпср
и находим
амплитудные
значения
гармонических
составляющих токов
1
эm
I
,
2
эm
I
,
3
эm
I
,
4
эm
I
в цепи нагрузки по выражениям:
1
3
5,
0
)
02
,0
1(
5,
0
)
02
,0
1(
1
)
02
,0
1(
1
)
02
,0
1(
3
)
1(
)
1(
)
1(
)
1(
эпср
эпср
эпmax
эпmax
эm1
I
x
I
x
I
x
I
x
I
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
32
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
2
4
)
1(
5,
0
)
1(
5,
0
эпmin
эпmax
эпmax
эm2
xI
I
x
I
x
I
0092
,0
2
02
,0
02
,0
4
1
)
02
,0
1(
5,
0
1
)
02
,0
1(
5,
0
6
)
1(
2
)
1(
2
)
1(
)
1(
эпср
эпср
эпmax
эпmax
эm3
I
x
I
x
I
x
I
x
I
0
6
5,
0
)
02
,0
1(
2
5,
0
)
02
,0
1(
2
1
)
02
,0
1(
1
)
02
,0
1(
12
12
)
1(
4
)
1(
4
)
1(
)
1(
эпmin
эпср
эпср
эпmax
эпmax
эm4
xI
I
x
I
x
I
x
I
x
I
00293
,0
12
0,02
0,02
12
5,
0
0,02)
-
4(1
5,
0
0,02)
4(1
-1
0,02)
-
(1
-1
)
02
,0
1(
где х – коэффициент асимметрии, принимается равным х = 0,02;
22. Коэффициент нелинейных искажений определяем по выражению
%
966
,0
%
100
1
)
00293
,0
(
0
0092
,0
%
100
2
2
2
эm1
2
эm4
эm3
2
эm2
2
гр
I
I
I
I
К
Значения
рассчитанного
и заданного коэффициентов гармоник
удовлетворяют неравенству
гр
г
%)
2(
K
K
(0,966%)
23. Емкость разделительных конденсаторов С6 и С7 в усилительных
каскадах обычно выбирается с учетом равенства частотных искажений,
вносимых каждым из них, в соответствии с выражением
095
,1
2,
1
н
НС7
НС6
M
M
M
где
Н
M
заданное значение искажений для всего каскада,
НС6
M
и
НС7
M
–
частотные искажения, вносимые конденсаторами С6 и С7.
24. Находим емкость разделительного конденсатора С7:
мкФ
М
R
R
f
С
82
,
63
1
095
,1
)
12
,
32
53
,1(
50
14
,3
2
10
1
)
(
2
10
2
6
2
нср2
вх
эвых
н
6
7
где
эвых
R
- выходное сопротивление каскада
Ом
R
R
53
,1
20
1
12
,
32
h
1
21min
вх
эвых
Выбираем конденсатор С7
-
К50-35 - 68 мкФ - 25 В ±10%
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
33
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
3.3. Расчет предоконечного каскада.
Принципиальная
схема
предварительного каскада
усилителя,
включенного по схеме с общим эмиттером, представлена на рис. 2.2.
Исходные данные, полученные при расчёте оконечного каскада:
амплитудные значения тока
мА
I
24
,
152
выхm
и напряжения
В
U
89
,4
выхm
на входе
оконечного каскада, входное сопротивление оконечного каскада
Ом
R
12
,
32
вых
.
1. Для нормального режима работы транзистора необходимо, чтобы
допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбранного
транзистора превышало напряжение питания, подводимое к каскаду:
)
12
(
)
25
(
К
КЭmax
В
Е
В
U
,
а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток
последующего каскада не менее чем в 1,5…2 раза:
мА
I
мА
I
26
,
289
24
,
152
9,
1
)2
...
5,
1(
)
500
(
вх.сл
Кmax
Выбираем транзистор VT3 – ГТ404Б (тип проводимости n-p-n).
2. Определяем величину тока покоя в цепи коллектора
КП
I
, напряжение
КЭП
U
, а также ток базы
БП
I
и напряжение
БЭП
U
на базе транзистора
графо-аналитическим методом в режиме класса А:
мА
I
КП
240
;
В
U
КЭП
6,
6
;
мА
I
БП
5,
2
;
В
U
БЭП
63
,0
3. Находим сопротивление нагрузки R10 в цепи коллектора:
Ом
I
U
U
Е
R
КП
ЭП
КЭП
К
5,
17
24
,0
2,
1
6,
6
12
10
где
В
Е
U
К
ЭП
2,
1
12
1,
0
)3,
0
1,
0(
Выбираем резистор R10 – МЛТ 50 Ом ±5% 2 Вт.
4. Определяем сопротивление резистора R11 в цепи термостабилизации,
полагая
ЭП
КП
I
I
:
Ом
I
U
R
КП
ЭП
5
24
,0
2,
1
11
Выбираем резистор R11 – МЛТ 10 Ом ±5% 1 Вт.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
34
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
5. В семействе выходных статических характеристик выбранного
транзистора отмечаем положение рабочей точки П с координатами
КЭП
U
и
КП
I
.
Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы
БП
I
.
Полученное значение тока базы позволяет определить положение рабочей
точки П на входной характеристике транзистора и входное сопротивление
по переменному току транзистора
вх
r
. Для нахождения
вх
r
необходимо
провести касательную к точке покоя и найти отношение
'
вх
Б
БЭ
I
U
r
.
Рис.3.5. Выходная вольт-амперная характеристика транзистора ГТ404Б.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
35
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Рис.3.6. Входная вольт-амперная характеристика транзистора ГТ404Б.
Из рис.3.6. видно, что
мА
I
Б
5,
1
,
В
U
14
,0
БЭ
Ом
I
U
r
Б
БЭ
33
,
93
10
5,
1
14
,0
3
'
вх
.
6. Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы
8
R
и
9
R
.
Находим падение напряжения на базе транзистора:
В
U
U
U
БЭП
ЭП
83
,1
63
,0
2,
1
БП
Находим ток в цепи делителя напряжения:
мА
I
I
БП
Д
10
5,
2
4
)5
3(
Определяем сопротивление резистора R8:
Ом
I
U
E
R
Д
БП
K
1017
10
10
83
,1
12
8
3
Определяем сопротивление резистора R9:
Ом
I
I
U
R
БП
Д
БП
244
10
5,
2
10
83
,1
9
3
Выбираем резисторы R8– МЛТ 1кОм ±5% 0,125 Вт, R9 – МЛТ 250 Ом ±5%
0,125 Вт.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
36
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
7. Определяем входное сопротивление каскада
ВХ
R
.
Ом
r
R
r
R
R
ВХ
Б
ВХ
Б
ВХ
63
,
63
33
,
93
200
33
,
93
200
,
где
Ом
R
R
R
R
R
Б
200
250
1000
250
1000
9
8
9
8
8. Определим коэффициент усиления каскада по току на средних
частотах:
75
12
,
32
50
50
150
3,
93
200
200
10
10
.
.
21
0
сл
ВХ
э
ВХ
Б
Б
I
R
R
R
h
r
R
R
K
9. Рассчитываем значение тока сигнала на входе каскада:
мА
K
I
I
I
вых
03
,2
75
24
,
152
0
.
вх
10. Определяем значение напряжения сигнала на входе каскада:
В
R
I
U
ВХ
ВХ
129
,0
63
,
63
10
03
,2
3
вхpmax
11. Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада
мВт
I
U
P
13
,0
2
10
03
,2
129
,0
2
3
вхpmax
вхpmax
вх
12. Определяем коэффициент усиления каскада по мощности
2846
10
13
,0
37
,0
P
P
3
вх
вых
р
К
13. Выходное сопротивление предоконечного каскада определяется
приближенно по выражению:
K
Э
К
K
вых
R
r
R
R
)
(
,
где
)
(Э
К
r
- внутреннее сопротивление источника заданного тока в
коллекторной цепи транзистора схемы замещения каскада, при этом должно
выполняться условие
)
(Э
К
К
r
R
.
14. Находим емкость конденсатора С5 в эмиттерной цепи
предоконечного каскада с учётом обеспечения неравенства
11
5
R
X
C
:
мкФ
R
f
С
н
7,
3184
10
1,
0
50
14
,3
2
10
11
1,
0
2
10
5
6
6
Выбираем конденсатор С5 – К50-35 3300мкФ±10% 25В.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
37
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
15. Находим емкость разделительного конденсатора С6 в нижнем
диапазоне частот:
мкФ
М
R
R
f
С
15
,
26
1
095
,1
)
12
,
32
50
(
50
14
,3
2
10
1
)
10
(
2
10
6
2
6
2
НС6
ок.
вх
н
6
где
095
,1
6
НС
М
- частотные искажения вносимые конденсатором С6.
Выбираем конденсатор С6 – К50-35 30мкФ±10% 25В.
3.4. Расчет предварительного каскада.
Принципиальная
схема
предварительного каскада
усилителя,
включенного по схеме с общим эмиттером, представлена на рис.2.2.
Исходные данные, полученные при расчёте предоконечного каскада:
амплитудные значения тока
мА
I
03
,2
выхm
и напряжения
В
U
129
,0
выхm
на входе
предоконечного каскада, входное сопротивление предоконечного каскада
Ом
R
63
,
63
вых
.
1. Для нормального режима работы транзистора необходимо, чтобы
допустимое напряжение между коллектором и эмиттером выбранного
транзистора превышало напряжение питания, подводимое к каскаду:
)
12
(
)
20
(
К
КЭmax
В
Е
В
U
,
а величина допустимого тока коллектора превышала входной ток
последующего каскада не менее чем в 1,5…2 раза:
мА
I
мА
I
857
,3
03
,2
9,
1
)2
...
5,
1(
)
20
(
вх.сл
Кmax
Выбираем транзистор VT2 – ГТ122Г (тип проводимости n-p-n).
2. Определяем величину тока покоя в цепи коллектора по формуле:
мА
I
I
84
,2
03
,2
4,
1
4,
1
вх.сл
КП
3. Находим сопротивление нагрузки R6 в цепи коллектора:
Ом
I
Е
R
КП
К
14
,
1690
10
84
,2
12
4,
0
4,
0
6
3
Выбираем резистор R6 – МЛТ 1,7 кОм ±5% 0,05 Вт.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
38
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
4. Определяем сопротивление резистора R7 в цепи термостабилизации:
Ом
I
Е
R
КП
К
1,
845
10
84
,2
12
2,
0
2,
0
7
3
Выбираем резистор R7 – МЛТ 850 Ом ±5% 0,05 Вт.
5. Находим напряжение между коллектором и эмиттером транзистора в
режиме покоя. При этом принимают ток эмиттера в режиме покоя примерно
равным току коллектора
КП
I
I
ЭП
:
В
R
I
R
I
Е
U
ЭП
КП
76
,4
850
10
84
,2
10
7,
1
10
84
,2
12
7
6
3
3
3
К
КЭП
6. В семействе выходных статических характеристик выбранного
транзистора отмечаем положение рабочей точки П с координатами
КЭП
U
и
КП
I
. Найденному положению рабочей точки соответствует ток базы
БП
I
.
Полученное значение тока базы позволяет определить положение рабочей
точки П на входной характеристике транзистора и входное сопротивление
по переменному току транзистора
вх
r
. Для нахождения
вх
r
необходимо
провести касательную к точке покоя и найти отношение
'
вх
Б
БЭ
I
U
r
.
Рис.3.7. Выходная вольт-амперная характеристика транзистора ГТ122Г.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
39
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Рис.3.8. Входная вольт-амперная характеристика транзистора ГТ122Г.
Из рис.3.8 видно, что
мкА
I
БП
2,
43
,
В
U
44
,0
БЭП
,
мкА
I
Б
30
,
В
U
0575
,0
БЭ
7,
1916
10
30
0575
,0
6
'
вх
Б
БЭ
I
U
r
.
7. Определяем элементы делителя напряжения в цепи базы
1R
и
2
R
.
Находим падение напряжения на эмиттере транзистора:
В
Е
U
К
4,
2
12
2,
0
)3,
0
1,
0(
ЭП
Находим падение напряжения на базе транзистора:
В
U
U
U
БЭП
ЭП
84
,2
44
,0
4,
2
БП
Находим ток в цепи делителя напряжения:
мкА
I
I
БП
Д
8,
172
2,
43
4
)5
3(
Определяем сопротивление резистора R4:
Ом
I
U
E
R
Д
БП
K
3,
53009
10
8,
172
84
,2
12
4
6
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
40
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Определяем сопротивление резистора R5:
Ом
I
I
U
R
БП
Д
БП
6,
21913
10
2,
43
8,
172
84
,2
5
6
Выбираем резисторы R4 – МЛТ 53кОм ±5% 0,05 Вт, R5 – МЛТ 22кОм ±5%
0,05 Вт.
8. Определяем входное сопротивление каскада
ВХ
R
.
Ом
r
R
r
R
R
ВХ
Б
ВХ
Б
ВХ
33
,
1706
7,
1916
7,
15546
7,
1916
7,
15546
где
Ом
R
R
R
R
R
Б
7,
15546
10
22
53
10
22
10
53
5
4
5
4
3
3
3
9. Определим коэффициент усиления каскада по току на средних
частотах по формуле:
6,
171
63
,
63
1700
1700
200
7,
1916
7,
15546
7,
15546
.
.
6
6
0
сл
ВХ
ВХ
Б
Б
I
R
R
R
r
R
R
K
10. Рассчитываем значение тока сигнала на входе каскада:
мкА
K
I
I
I
вых
83
,
11
6,
171
03
,2
0
.
вх
11. Определяем значение напряжения сигнала на входе каскада:
мВ
R
I
U
ВХ
ВХ
20
33
,
1706
10
83
,
11
6
ВХ
12. Находим необходимое значение мощности сигнала на входе каскада
мкВт
I
U
P
12
,0
2
10
83
,
11
02
,0
2
6
ВХ
ВХ
ВХ
13. Определяем коэффициент усиления каскада по мощности
3,
1083
10
12
,0
10
13
,0
P
P
6
3
вх
вых
р
К
14. Находим емкость конденсатора С3 в эмиттерной цепи
предварительного каскада с учётом обеспечения неравенства
7
3
R
X
C
:
мкФ
R
f
С
н
5,
37
850
1,
0
50
14
,3
2
10
7
1,
0
2
10
3
6
6
Выбираем конденсатор С3 – К50-35 40мкФ±10% 25В.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
41
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
15. Находим емкость разделительного конденсатора С4 в нижнем
диапазоне частот:
мкФ
М
R
R
f
С
вых
экв
1,
76
1
095
,1
)
63
,
63
25
,
49
(
50
14
,3
2
10
1
)
(
2
10
2
6
2
НС4
пр..
вх
.
н
6
4
где
095
,1
4
НС
М
- частотные искажения вносимые конденсатором С4,
Ом
R
R
R
R
R
R
R
R
R
R
предок
вх
предок
вх
предок
вх
вых
экв
25
,
49
63
,
63
1700
63
,
63
250
250
1700
63
,
63
250
1700
.
.
6
.
.
9
9
6
.
.
9
6
.
.
Выбираем конденсатор С4 – К50-35 80мкФ±10% 25В.
3.5. Расчет входного каскада.
Принципиальная схема входного каскада усилителя, включенного по
схеме с общим коллектором, представлена на рис.2.2.
Исходные данные: диапазон частот
)
12000
50
(
в
н
Гц
f
f
, допустимые
значения коэффициента частотных искажений
2,
1
н
M
, тип источника сигнала
– микрофон конденсаторный, амплитудное значение входного напряжения
U
вхm
=23мВ,
сопротивление
источника
сигнала
R
ист
=9кОм,
амплитудные значения тока
мкА
I
83
,
11
выхm
и напряжения
мВ
U
20
выхm
на входе
предварительного каскада, сопротивление нагрузки входного каскада
Ом
R
33
,
1706
вых
.
1. Определяем приближенно амплитуду напряжения сигнала на выходе
каскада с общим коллектором:
вхm
U
U
)9,
0
8,
0(
выхm
мВ
7,
20
23
9,
0
2. Определяем величину постоянного напряжения смещения
ЭП
U
на
эмиттере транзистора:
В
Е
U
6,
6
12
55
,0
)7,
0
55
,0(
к
эп
3. Определяем значение входного тока сигнала:
мкА
R
U
I
56
,2
9000
023
,0
вх
вхm
вхm
,
где
кОм
R
R
ист
9
вх
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
42
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
4. Определяем значение выходного тока:
мкА
R
U
I
сл
вх
13
,
12
33
,
1706
0207
,0
.
выхm
выхm
,
где
вх.сл
R
- входное сопротивление следующего каскада.
5. Определяем величину постоянного тока
эп
I
смещения в цепи эмиттера:
мкА
I
I
047
,
23
13
,
12
9,
1
)9,
1
7,
1(
выхm
эп
6. Находим максимальную мощность, рассеиваемую в коллекторной цепи
транзистора:
мВт
I
U
Е
P
124
,0
10
047
,
23
)6
,6
12
(
)
(
6
эп
эп
к
кmax
7. Определяем приближенно максимальное значение тока в эмиттерной
цепи транзистора:
мкА
I
I
I
325
,
30
13
,
12
6,
0
047
,
23
6,
0
выхm
эп
эmax
8. По найденным значениям
кmax
P
,
к
Е
и
эmax
I
выбираем, по
справочнику параметры транзистора с учетом выполнения неравенств:
кmax
кдоп
P
P
,
к
кэдоп
E
U
,
эmax
кдоп
I
I
, а также
эmin
21
h
.
Выбираем транзистор VT1–КТ503Д (тип проводимости n-p-n) с
параметрами
мВт
P
500
кдоп
,
В
U
25
кэдоп
,
мА
I
300
кдоп
,
40
эmin
21
h
.
9. Находим сопротивление
R3
в эмиттерной цепи транзистора VT1:
кОм
I
U
R3
3,
286371
10
047
,
23
6,
6
6
эп
эп
Выбираем резистор типа МЛТ 290 кОм±5% 0,05 Вт
10. Определяем величину постоянного тока смещения в базовой цепи
транзистора
мкА
h
I
I
562
,0
40
1
047
,
23
1
min
эп
бп
21
11. Определяем постоянный потенциал базы транзистора в режиме покоя,
для этого по входной ВАХ транзистора VT1 находим напряжение
бэп
U
при
известном значении тока
бп
I
. В данном случае
В
U
41
,0
бэп
.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
43
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
12. Рассчитываем постоянное напряжение на базе относительно общей
точки:
В
U
U
U
01
,7
41
,0
6,
6
бэп
эп
бп
13. Рассчитываем значения сопротивлений резистивного делителя
напряжения в базовой цепи транзистора VT1, для этого определяем постоянный
ток делителя через резистор
R1
:
мкА
I
I
686
,1
562
,0
3
)3
5,
1(
бп
д
,
тогда
R1
д
бп
к
I
U
Е
МОм
3
10
686
,1
01
,7
12
6
Выбираем резистор типа МЛТ 3МОм±5%, мощностью 0,05
Вт
.
МОм
I
I
U
R
2,
6
10
562
,0
10
686
,1
01
,7
2
6
6
бп
д
бп
Выбираем резистор типа МЛТ 6,2МОм±5%, мощностью 0,05
Вт
.
14. Находим амплитудные значения токов сигнала в эмиттерной и базовой
цепях транзистора:
сл
вх
сл
вх
R
R
R
R
U
I
.
.
выхm
эm
3
)
3
(
мкА
122
,0
33
,
1706
10
290
)
33
,
1706
10
290
(
0207
,0
3
3
,
min
эm
бm
21
1 h
I
I
мкА
003
,0
40
1
122
,0
15. Находим входное сопротивление базовой цепи транзистора по
переменному току:
бm
вхm
вхтр
I
U
R
МОм
67
,7
10
003
,0
023
,0
6
16. Емкости разделительных конденсаторов
1
C
и
2
C
в усилительных
каскадах выбираются с учетом равенства частотных искажений, вносимых
каждым из них, в соответствии с выражением:
095
,1
2,
1
н
нС2
нС1
M
M
M
где
Н
M
- заданное значение искажений для всего каскада,
нС1
M
и
нС2
M
–
частотные искажения, вносимые конденсаторами С1 и С2..
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
44
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
17. Находим емкость разделительного конденсатора С1 в нижнем
диапазоне частот:
мкФ
М
R
R
f
С
12
,0
1
095
,1
)
9000
9000
(
50
14
,3
2
10
1
)
(
2
10
1
2
6
2
нС1
вх
ист
н
6
где
ист
R
- сопротивление источника сигнала.
Выбираем конденсатор С1 – К50-35 0,22мкФ±10% 25В.
18. Находим емкость разделительного конденсатора С2 в нижнем диапазоне
частот:
мкФ
М
R
R
f
С
вых
экв
12
,1
1
095
,1
)
33
,
1706
5,
219
(
50
14
,3
2
10
1
)
(
2
10
2
6
2
НС2
пр..
вх
.
н
6
2
эвых
R
- выходное сопротивление каскада
Ом
R
R
5,
219
40
1
9000
h
1
21min
вх
экв.вых
Выбираем конденсатор С2 – К50-35 1,5мкФ±10% 25В.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
45
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Заключение.
Курсовая работа выполнена в соответствии с заданием. Проведен обзор
схемотехнических решений усилителя звуковой частоты с двухтактным
бестрансформаторным выходным каскадом, выполнен анализ физических
процессов, протекающие в различных схемах усилителей. В курсовой работе
описаны принципиальная и структурная схемы усилителя, выполнен анализ
назначения отдельных элементов схемы.
Выполнены расчеты оконечного, предоконечного, предварительного и
входного каскадов усилителя, а также приведен перечень выбранных в
результате расчета радиоэлементов. Бестрансформаторный оконечный каскад
рассчитан с учетом режима работы класса АВ. Подобрана комплементарная
пара транзисторов с целью уменьшения нелинейных искажений выходного
сигнала. По результатам расчёта выходного каскада выполнен расчёт
предоконечного каскада, собранного по схеме с общим эмиттером и
работающего в режиме класса А. Рассчитаны параметры предварительного
каскада усиления по схеме с общим эмиттером. С учётом высокого
внутреннего сопротивления источника входного сигнала, входной каскад
выполнен по схеме с общим коллектором, который является буферным, что
обеспечивает согласование высокоомного источника сигнала с низкоомной
нагрузкой.
Бестрансформаторные схемы выходных каскадов имеют малый вес
и габариты, более высокий коэффициент полезного действия и относительно
малый
уровень
нелинейных
искажений.
Широкое
применение
бестрансформаторных схем обусловлено тем, что промышленностью освоен
выпуск комплементарных пар транзисторов
с малым разбросом их
параметров.
КР – 2069965 – 210302 – 15 – 12
Лист
46
Изм.
Лист
№ докум.
Подп.
Дата
Список литературы.
1. Схемотехника аналоговых электронных устройств : лаб. практикум /
Витковский О. П. ; М-во образования и науки РФ, МГУ им. Н. П. Огарева. –
Изд. 2-е, перераб. и доп. – Саранск : изд-во Мордов. ун-та, 2011. – 105.
2. Справочник по расчету электронных схем. Б.С. Гершунский. – Киев:
Высшая школа. Изд-во при Киевском университете, 1983.- 240 с.
3. Справочник
по полупроводниковым
диодам,
транзисторам
и
интегральным схемам / Горюнов Н. Н., Клейман А. Ю., Комков Н. Н. и др.;
Под общ. ред. Н. Н. Горюнова. – 5-е изд., стереотипное. – М.: Энергия, 1979.
744 с., ил.
4. Романычева А. К., Иванова А. С. и др. Разработка и оформление
конструкторской документации радиоэлектронной аппаратуры: Справочник.
Под ред. Э. Т. Романычевой А. К. – 2-е изд., перераб. и доп. – М: Радио и связь,
1989.-448 с.
5. Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/
Брежнева К. М., Гантман Е. И., Давыдова Т. И. и др. Под редакцией
Перельмана Б.Л – М.: Радио и связь,1981 г. - -656 с., ил.
Приложение
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дата
Лист
48
КР-2069965-210302-15-12-ЭС
Разраб.
Навлётов Р.Р.
Провер.
Витковский О.П.
Т. Контр.
Н. Контр.
Утверд.
Усилитель звуковой
частоты с двухтактным
бестрансформаторным
выходным каскадом
Лит.
Листов
50
МГУ им. Огарева ИФХ 303 гр.
Реценз.
Масса
Масштаб
Принципиальная схема
Обозначение
Наименование
К
ол
.
Примеч.
Документация
КР-2069965-
210302-15-12-ЭС
Принципиальная схема
1
Формат А3
КР-2069965-
210302-15-12-ПЭ
Перечень элементов
2
Формат А4
Резисторы
R1
МЛТ - 0,05 Вт - 3 МОм ±5%
1
R2
МЛТ - 0,05 Вт - 6,2 МОм ±5%
1
R3
МЛТ - 0,05 Вт - 290 кОм ±5%
1
R4
МЛТ - 0,05 Вт - 53 кОм ±5%
1
R5
МЛТ - 0,05 Вт - 22 кОм ±5%
1
R6
МЛТ - 0,05 Вт - 1,7 кОм ±5%
1
R7
МЛТ - 0,05 Вт - 850 Ом ±5%
1
R8
МЛТ - 0,125 Вт - 1 кОм ±5%
1
R9
МЛТ - 0,125 Вт - 250 Ом ±5%
1
R10
МЛТ - 2 Вт - 50 Ом ±5%
1
R11
МЛТ - 1 Вт - 10 Ом ±5%
1
R12, R13
МЛТ - 0,5 Вт - 75 Ом ±5%
2
Диоды
VD1, VD2
КД106А
2
КР-2069965-210302-15-12-ПЭ
Изм
Лист
№ докум.
Подп Дата
Разраб.
Навлётов Р.Р.
УЗЧ с двухтактным
бестрансформаторным
выходным каскадом
Перечень элементов
Лит.
Лист
Листов
Пров.
Витковский О.П.
49
50
Реценз.
МГУ им. Н. П. Огарева
ИФХ, 303 гр.
Н. котр.
Утверд.
Обозначение
Наименование
К
ол
.
Примеч.
Конденсаторы
С1
К50-35 - 0,22 мкФ - 25 В ±10%
1
С2
К50-35 - 1,5 мкФ - 25 В ±10%
1
С3
К50-35- 40 мкФ - 25 В ±10%
1
С4
К50-35 - 80 мкФ - 25 В ±10%
1
С5
К50-35 - 3300 мкФ - 25 В ±10%
1
С6
К50-35 - 30 мкФ - 25 В ±10%
1
С7
К50-35 - 68 мкФ - 25 В ±10%
1
Транзисторы
VT1
КТ503Д
1
VT2
ГТ122Г
1
VT3
ГТ404Б
1
VT4
КТ815А
1
VT5
КТ814А
1
Микрофоны
BM1
МКЭ-332А
1
Динамические головки
BA1
2ГД-38
1
КР-2069965-210302-15-12-ПЭ
Изм
Лист
№ докум.
Подп Дата
Разраб.
Навлётов Р.Р.
УЗЧ с двухтактным
бестрансформаторным
выходным каскадом
Перечень элементов
Лит.
Лист
Листов
Пров.
Витковский О.П.
50
50
Реценз.
МГУ им. Н. П. Огарева
ИФХ, 303 гр.
Н. котр.
Утверд.
Информация о работе Усилитель звуковой частоты с двухтактным бестрансформаторным выходным каскадом